Транзисторный биполярно-полевой УМЗЧ класса А (20

Колин Вонфор, занимающийся проектированием ламповых одно-тактных УНЧ с начала 70-х, отмечая высокое качество звучания, все же пришел к выводу, что они не вполне соответствуют идеалу меломана.

Примечание. Основная причина этого— недостаточная выходная мощность, обычно не превышающая 20 Вт, что не позволяет в полной мере ощутить динамику звука, особенно при использовании акустических систем с чувствительностью менее 90 дБ.

Наращивание мощности упирается в огромные (даже по сравнению с трансформаторами аналогичной мощности, но двухтактных ламповых УНЧ) габариты и массу выходного трансформатора, а также довольно короткий ресурс ламп, загнанных для получения сколь-нибудь приемлемой выходной мощности в весьма напряженный режим.

Принципиальная схема

Пятнадцатилетние эксперименты позволили ему создать транзисторный биполярно-полевой УНЧ класса А (рис. 1), свободный от перечисленных недостатков и в то же время обеспечивающий по уверениям автора «просто фантастический» звук.

Без изменения схемы 5 вариантов выходного каскада позволяют создавать ряд УНЧ мощностью от 20 до 300 Вт.

Первый каскад — дифференциальный на транзисторах ТгЗ, Тг4 с генератором тока Тг6, Тг8 в эмиттерной цепи. Второй каскад — усилитель напряжения на Tr1 — нагружен на усовершенствованное токовое зеркало Тг9—Tr11 и эмиттерный повторитель Тг2.

Tr11 и Тг10 одновременно выполняют функцию генератора стабильного тока для эмиттерной цепи Тг2, таким образом, все транзисторы работают в режиме класса А.

Выходной каскад также работает в классе А и выполнен на полевом транзисторе Тг1З с генератором стабильного тока на составном биполярном транзисторе Тг7 в цепи истока.

Транзистор Тг5 с сенсором тока R10 защищают Тг1З от токовых перегрузок при К.З. нагрузки, a Trl2-R15-R16 задают начальный ток выходного каскада.

В самом маломощном 20-ваттном варианте выходная ступень состоит из 5 соединенных параллельно выходных каскадов (каждый из них содержит «собственные» Тг5, Тг7, Тг12, ТгІЗ с соответствующим резисторным обрамлением), подключаемых к основной схеме в точках Lk3, Lk4, Lk5, Lk6, Lk7.

Рис. 1. Схема транзисторного биполярно-полевого усилителя мощности класса А, 20-300 Ватт.

При этом ток каждого из 5 транзисторов ТгІЗ устанавливается индивидуальным резистором R15, а резистор R3 — общий для каждой пятерки выходных каскадов. После установки токов выходных каскадов и получасового прогрева резистором R11 устанавливают «О» на выходе.

Детали

Примечание. Как и любой усилитель класса А, устройство требует высококачественного блока питания.

Для 300-ваттного варианта суммарная емкость конденсаторов фильтра основного (+ѵе НТ и -ѵе НТ) выпрямителя должна быть не менее 120000 + 120000 мкФ, а отдельный выпрямитель для питания каскадов раскачки (НТ +15 В, здесь обозначение +15 В означает не 15-вольтовое напряжение, а превышение напряжения питания оконечной ступени на 15 В) — 10000 мкФ.

Режимы и количество мощных каскадов в выходной ступени указаны в табл. 1. Типы активных и номиналы пассивных элементов для 5 вариантов усилителя мощностью 20, 50,100, 200 и 300 Вт указаны в табл. 2.

Таблица 1. Режимы и количество мощных каскадов в выходной ступени.

Типы активных и номиналы пассивных элементов для 5 вариантов усилителя мощностью 20,50, 100,200 и 300 Вт

Вариант	20 Вт	50 Вт	100 Вт	200 Вт	300 Вт
Tr1	BD140	BD140	BD956	2SA968	MJE350
Тг9	BD139	BD139	BD955	2SC2238	MJE340
Тг2	TIP29C	TIP29C	2SC2238C	2SC2238	ТІР47
Тг10	TIP29C	TIP29C	2SC2238C	2SC2238	ТІР47
ТгЗ	2SC2547	2SC2547	2SC3467D	2SC3467D	2SC3467D
Тг4	2SC2547	2SC2547	2SC3467D	2SC3467D	2SC3467D
Тг6,8,11	2SC2547	2SC2547	2SC3467D	2SC3467D	2SC3467D
Тг12,5	ZTX450	ZTX450	ZTX450	ZTX450	ZTX450
R6 feedback	18к	28к	39к	47к	47к
Коэфф. усил.	19	29	40	48	48
R16	0.42	0.83	0.94	1.02	1.24
R10	0.21	0.42	0.48	0.52	0.63
R3	Зк9	6к2	9к1	12к	15к
R3 (Вт)	0.103	0.145	0.223	0.300	0.375

Каждая пятерка транзисторов (Тг7, Тг1З) выходного каскада установлена на индивидуальном пластинчатом радиаторе размером 300×300 мм, расположенном на расстоянии 40 мм от других. АЧХ усилителя линейна в диапазоне от 10 Гц до 65 кГц, коэффициент гармоник 0,01% .

Литература: Сухов Н. Е. — Лучшие конструкции УНЧ и сабвуферов своими руками.

Усилители низкой частоты на транзисторах.

Простой транзисторный усилитель класса «А. Класс работы усилителя

Простейший усилитель на транзисторах может быть хорошим пособием для изучения свойств приборов. Схемы и конструкции достаточно простые, можно самостоятельно изготовить устройство и проверить его работу, произвести замеры всех параметров. Благодаря современным полевым транзисторам можно изготовить буквально из трех элементов миниатюрный микрофонный усилитель. И подключить его к персональному компьютеру для улучшения параметров звукозаписи. Да и собеседники при разговорах будут намного лучше и четче слышать вашу речь.

Частотные характеристики

Усилители низкой (звуковой) частоты имеются практически во всех бытовых приборах — музыкальных центрах, телевизорах, радиоприемниках, магнитолах и даже в персональных компьютерах. Но существуют еще усилители ВЧ на транзисторах, лампах и микросхемах. Отличие их в том, что УНЧ позволяет усилить сигнал только звуковой частоты, которая воспринимается человеческим ухом. Усилители звука на транзисторах позволяют воспроизводить сигналы с частотами в диапазоне от 20 Гц до 20000 Гц.

Следовательно, даже простейшее устройство способно усилить сигнал в этом диапазоне. Причем делает оно это максимально равномерно. Коэффициент усиления зависит прямо от частоты входного сигнала. График зависимости этих величин — практически прямая линия. Если же на вход усилителя подать сигнал с частотой вне диапазона, качество работы и эффективность устройства быстро уменьшатся. Каскады УНЧ собираются, как правило, на транзисторах, работающих в низко- и среднечастотном диапазонах.

Классы работы звуковых усилителей

Все усилительные устройства разделяются на несколько классов, в зависимости от того, какая степень протекания в течение периода работы тока через каскад:

1. Класс «А» — ток протекает безостановочно в течение всего периода работы усилительного каскада.
2. В классе работы «В» протекает ток в течение половины периода.
3. Класс «АВ» говорит о том, что ток протекает через усилительный каскад в течение времени, равного 50-100 % от периода.
4. В режиме «С» электрический ток протекает менее чем половину периода времени работы.
5. Режим «D» УНЧ применяется в радиолюбительской практике совсем недавно — чуть больше 50 лет. В большинстве случаев эти устройства реализуются на основе цифровых элементов и имеют очень высокий КПД — свыше 90 %.

Наличие искажений в различных классах НЧ-усилителей

Рабочая область транзисторного усилителя класса «А» характеризуется достаточно небольшими нелинейными искажениями. Если входящий сигнал выбрасывает импульсы с более высоким напряжением, это приводит к тому, что транзисторы насыщаются. В выходном сигнале возле каждой гармоники начинают появляться более высокие (до 10 или 11). Из-за этого появляется металлический звук, характерный только для транзисторных усилителей.

При нестабильном питании выходной сигнал будет по амплитуде моделироваться возле частоты сети. Звук станет в левой части частотной характеристики более жестким. Но чем лучше стабилизация питания усилителя, тем сложнее становится конструкция всего устройства. УНЧ, работающие в классе «А», имеют относительно небольшой КПД — менее 20 %. Причина заключается в том, что транзистор постоянно открыт и ток через него протекает постоянно.

Для повышения (правда, незначительного) КПД можно воспользоваться двухтактными схемами. Один недостаток — полуволны у выходного сигнала становятся несимметричными. Если же перевести из класса «А» в «АВ», увеличатся нелинейные искажения в 3-4 раза. Но коэффициент полезного действия всей схемы устройства все же увеличится. УНЧ классов «АВ» и «В» характеризует нарастание искажений при уменьшении уровня сигнала на входе. Но даже если прибавить громкость, это не поможет полностью избавиться от недостатков.

Работа в промежуточных классах

У каждого класса имеется несколько разновидностей. Например, существует класс работы усилителей «А+». В нем транзисторы на входе (низковольтные) работают в режиме «А». Но высоковольтные, устанавливаемые в выходных каскадах, работают либо в «В», либо в «АВ». Такие усилители намного экономичнее, нежели работающие в классе «А». Заметно меньшее число нелинейных искажений — не выше 0,003 %. Можно добиться и более высоких результатов, используя биполярные транзисторы. Принцип работы усилителей на этих элементах будет рассмотрен ниже.

Но все равно имеется большое количество высших гармоник в выходном сигнале, отчего звук становится характерным металлическим. Существуют еще схемы усилителей, работающие в классе «АА». В них нелинейные искажения еще меньше — до 0,0005 %. Но главный недостаток транзисторных усилителей все равно имеется — характерный металлический звук.

«Альтернативные» конструкции

Нельзя сказать, что они альтернативные, просто некоторые специалисты, занимающиеся проектировкой и сборкой усилителей для качественного воспроизведения звука, все чаще отдают предпочтение ламповым конструкциям. У ламповых усилителей такие преимущества:

1. Очень низкое значение уровня нелинейных искажений в выходном сигнале.
2. Высших гармоник меньше, чем в транзисторных конструкциях.

Но есть один огромный минус, который перевешивает все достоинства, — обязательно нужно ставить устройство для согласования. Дело в том, что у лампового каскада очень большое сопротивление — несколько тысяч Ом. Но сопротивление обмотки динамиков — 8 или 4 Ома. Чтобы их согласовать, нужно устанавливать трансформатор.

Конечно, это не очень большой недостаток — существуют и транзисторные устройства, в которых используются трансформаторы для согласования выходного каскада и акустической системы. Некоторые специалисты утверждают, что наиболее эффективной схемой оказывается гибридная — в которой применяются однотактные усилители, не охваченные отрицательной обратной связью. Причем все эти каскады функционируют в режиме УНЧ класса «А». Другими словами, применяется в качестве повторителя усилитель мощности на транзисторе.

Причем КПД у таких устройств достаточно высокий — порядка 50 %. Но не стоит ориентироваться только на показатели КПД и мощности — они не говорят о высоком качестве воспроизведения звука усилителем. Намного большее значение имеют линейность характеристик и их качество. Поэтому нужно обращать внимание в первую очередь на них, а не на мощность.

Схема однотактного УНЧ на транзисторе

Самый простой усилитель, построенный по схеме с общим эмиттером, работает в классе «А». В схеме используется полупроводниковый элемент со структурой n-p-n. В коллекторной цепи установлено сопротивление R3, ограничивающее протекающий ток. Коллекторная цепь соединяется с положительным проводом питания, а эмиттерная — с отрицательным. В случае использования полупроводниковых транзисторов со структурой p-n-p схема будет точно такой же, вот только потребуется поменять полярность.

С помощью разделительного конденсатора С1 удается отделить переменный входной сигнал от источника постоянного тока. При этом конденсатор не является преградой для протекания переменного тока по пути база-эмиттер. Внутреннее сопротивление перехода эмиттер-база вместе с резисторами R1 и R2 представляют собой простейший делитель напряжения питания. Обычно резистор R2 имеет сопротивление 1-1,5 кОм — наиболее типичные значения для таких схем. При этом напряжение питания делится ровно пополам. И если запитать схему напряжением 20 Вольт, то можно увидеть, что значение коэффициента усиления по току h31 составит 150. Нужно отметить, что усилители КВ на транзисторах выполняются по аналогичным схемам, только работают немного иначе.

При этом напряжение эмиттера равно 9 В и падение на участке цепи «Э-Б» 0,7 В (что характерно для транзисторов на кристаллах кремния). Если рассмотреть усилитель на германиевых транзисторах, то в этом случае падение напряжения на участке «Э-Б» будет равно 0,3 В. Ток в цепи коллектора будет равен тому, который протекает в эмиттере. Вычислить можно, разделив напряжение эмиттера на сопротивление R2 — 9В/1 кОм=9 мА. Для вычисления значения тока базы необходимо 9 мА разделить на коэффициент усиления h31 — 9мА/150=60 мкА. В конструкциях УНЧ обычно используются биполярные транзисторы. Принцип работы у него отличается от полевых.

На резисторе R1 теперь можно вычислить значение падения — это разница между напряжениями базы и питания. При этом напряжение базы можно узнать по формуле — сумма характеристик эмиттера и перехода «Э-Б». При питании от источника 20 Вольт: 20 — 9,7 = 10,3. Отсюда можно вычислить и значение сопротивления R1=10,3В/60 мкА=172 кОм. В схеме присутствует емкость С2, необходимая для реализации цепи, по которой сможет проходить переменная составляющая эмиттерного тока.

Если не устанавливать конденсатор С2, переменная составляющая будет очень сильно ограничиваться. Из-за этого такой усилитель звука на транзисторах будет обладать очень низким коэффициентом усиления по току h31. Нужно обратить внимание на то, что в вышеизложенных расчетах принимались равными токи базы и коллектора. Причем за ток базы брался тот, который втекает в цепь от эмиттера. Возникает он только при условии подачи на вывод базы транзистора напряжения смещения.

Но нужно учитывать, что по цепи базы абсолютно всегда, независимо от наличия смещения, обязательно протекает ток утечки коллектора. В схемах с общим эмиттером ток утечки усиливается не менее чем в 150 раз. Но обычно это значение учитывается только при расчете усилителей на германиевых транзисторах. В случае использования кремниевых, у которых ток цепи «К-Б» очень мал, этим значением просто пренебрегают.

Усилители на МДП-транзисторах

Усилитель на полевых транзисторах, представленный на схеме, имеет множество аналогов. В том числе и с использованием биполярных транзисторов. Поэтому можно рассмотреть в качестве аналогичного примера конструкцию усилителя звука, собранную по схеме с общим эмиттером. На фото представлена схема, выполненная по схеме с общим истоком. На входных и выходных цепях собраны R-C-связи, чтобы устройство работало в режиме усилителя класса «А».

Переменный ток от источника сигнала отделяется от постоянного напряжения питания конденсатором С1. Обязательно усилитель на полевых транзисторах должен обладать потенциалом затвора, который будет ниже аналогичной характеристики истока. На представленной схеме затвор соединен с общим проводом посредством резистора R1. Его сопротивление очень большое — обычно применяют в конструкциях резисторы 100-1000 кОм. Такое большое сопротивление выбирается для того, чтобы не шунтировался сигнал на входе.

Это сопротивление почти не пропускает электрический ток, вследствие чего у затвора потенциал (в случае отсутствия сигнала на входе) такой же, как у земли. На истоке же потенциал оказывается выше, чем у земли, только благодаря падению напряжения на сопротивлении R2. Отсюда ясно, что у затвора потенциал ниже, чем у истока. А именно это и требуется для нормального функционирования транзистора. Нужно обратить внимание на то, что С2 и R3 в этой схеме усилителя имеют такое же предназначение, как и в рассмотренной выше конструкции. А входной сигнал сдвинут относительно выходного на 180 градусов.

УНЧ с трансформатором на выходе

Можно изготовить такой усилитель своими руками для домашнего использования. Выполняется он по схеме, работающей в классе «А». Конструкция такая же, как и рассмотренные выше, — с общим эмиттером. Одна особенность — необходимо использовать трансформатор для согласования. Это является недостатком подобного усилителя звука на транзисторах.

Коллекторная цепь транзистора нагружается первичной обмоткой, которая развивает выходной сигнал, передаваемый через вторичную на динамики. На резисторах R1 и R3 собран делитель напряжения, который позволяет выбрать рабочую точку транзистора. С помощью этой цепочки обеспечивается подача напряжения смещения в базу. Все остальные компоненты имеют такое же назначение, как и у рассмотренных выше схем.

Двухтактный усилитель звука

Нельзя сказать, что это простой усилитель на транзисторах, так как его работа немного сложнее, чем у рассмотренных ранее. В двухтактных УНЧ входной сигнал расщепляется на две полуволны, различные по фазе. И каждая из этих полуволн усиливается своим каскадом, выполненном на транзисторе. После того, как произошло усиление каждой полуволны, оба сигнала соединяются и поступают на динамики. Такие сложные преобразования способны вызвать искажения сигнала, так как динамические и частотные свойства двух, даже одинаковых по типу, транзисторов будут отличны.

В результате на выходе усилителя существенно снижается качество звучания. При работе двухтактного усилителя в классе «А» не получается качественно воспроизвести сложный сигнал. Причина — повышенный ток протекает по плечам усилителя постоянно, полуволны несимметричные, возникают фазовые искажения. Звук становится менее разборчивым, а при нагреве искажения сигнала еще больше усиливаются, особенно на низких и сверхнизких частотах.

Бестрансформаторные УНЧ

Усилитель НЧ на транзисторе, выполненный с использованием трансформатора, невзирая на то, что конструкция может иметь малые габариты, все равно несовершенен. Трансформаторы все равно тяжелые и громоздкие, поэтому лучше от них избавиться. Намного эффективнее оказывается схема, выполненная на комплементарных полупроводниковых элементах с различными типами проводимости. Большая часть современных УНЧ выполняется именно по таким схемам и работают в классе «В».

Два мощных транзистора, используемых в конструкции, работают по схеме эмиттерного повторителя (общий коллектор). При этом напряжение входа передается на выход без потерь и усиления. Если на входе нет сигнала, то транзисторы на грани включения, но все равно еще отключены. При подаче гармонического сигнала на вход происходит открывание положительной полуволной первого транзистора, а второй в это время находится в режиме отсечки.

Следовательно, через нагрузку способны пройти только положительные полуволны. Но отрицательные открывают второй транзистор и полностью запирают первый. При этом в нагрузке оказываются только отрицательные полуволны. В результате усиленный по мощности сигнал оказывается на выходе устройства. Подобная схема усилителя на транзисторах достаточно эффективная и способна обеспечить стабильную работу, качественное воспроизведение звука.

Схема УНЧ на одном транзисторе

Изучив все вышеописанные особенности, можно собрать усилитель своими руками на простой элементной базе. Транзистор можно использовать отечественный КТ315 или любой его зарубежный аналог — например ВС107. В качестве нагрузки нужно использовать наушники, сопротивление которых 2000-3000 Ом. На базу транзистора необходимо подать напряжение смещения через резистор сопротивлением 1 Мом и конденсатор развязки 10 мкФ. Питание схемы можно осуществить от источника напряжением 4,5-9 Вольт, ток — 0,3-0,5 А.

Если сопротивление R1 не подключить, то в базе и коллекторе не будет тока. Но при подключении напряжение достигает уровня в 0,7 В и позволяет протекать току около 4 мкА. При этом по току коэффициент усиления окажется около 250. Отсюда можно сделать простой расчет усилителя на транзисторах и узнать ток коллектора — он оказывается равен 1 мА. Собрав эту схему усилителя на транзисторе, можно провести ее проверку. К выходу подключите нагрузку — наушники.

Коснитесь входа усилителя пальцем — должен появиться характерный шум. Если его нет, то, скорее всего, конструкция собрана неправильно. Перепроверьте все соединения и номиналы элементов. Чтобы нагляднее была демонстрация, подключите к входу УНЧ источник звука — выход от плеера или телефона. Прослушайте музыку и оцените качество звучания.

Усилитель звуковой частоты является важнейшим узлом многих электронных устройств. Это может быть воспроизведение музыкальных файлов, системы оповещения пожарной и охранной сигнализации или звуковые датчики различных игрушек. Бытовая техника оснащена встроенными низкочастотными каналами, но при домашнем конструировании электронных самоделок может потребоваться необходимость сделать это устройство самостоятельно.

Схема усилителя звука на транзисторах своими руками

Диапазон звуковых частот, которые воспринимаются человеческим ухом, находится в пределах 20 Гц-20 кГц, но устройство, выполненное на одном полупроводниковом приборе, из-за простоты схемы и минимального количества деталей обеспечивает более узкую полосу частот. В простых устройствах, для прослушивания музыки достаточно частотного диапазона 100 Гц-6 000 Гц. Этого хватит для воспроизведения музыки на миниатюрный динамик или наушник. Качество будет средним, но для мобильного устройства вполне приемлемым.

Схема простого усилителя звука на транзисторах может быть собрана на кремниевых или германиевых изделиях прямой или обратной проводимости (p-n-p, n-p-n). Кремниевые полупроводники менее критичны к напряжению питания и имеют меньшую зависимость характеристик от температуры перехода.

Схема усилителя звука на 1 транзисторе

Простейшая схема усилителя звука на одном транзисторе включает в себя следующие элементы:

• Транзистор КТ 315 Б
• Резистор R1 – 16 ком
• Резистор R2 – 1,6 ком
• Резистор R3 – 150 ом
• Резистор R4 – 15 ом
• Конденсатор С1 – 10,0 мкф
• Конденсатор С2 – 500,0 мкф

Это устройство с фиксированным напряжением смещения базы, которое задаётся делителем R1-R2. В цепь коллектора включен резистор R3, который является нагрузкой каскада. Между контактом Х2 и плюсом источника питания можно подключить миниатюрный динамик или наушник, который должен иметь большое сопротивление. Низкоомную нагрузку на выход каскада подключать нельзя. Правильно собранная схема начинает работать сразу и не нуждается в настройке.

Более качественный УНЧ можно собрать на двух приборах.

Схема усилителя на двух транзисторах включает в себя больше комплектующих элементов, но может работать с низким уровнем входного сигнала, так как первый элемент выполняет функцию предварительного каскада.

Переменный сигнал звуковой частоты подаётся на потенциометр R1, который играет роль регулятора громкости. Далее через разделительный конденсатор сигнал подаётся на базу элемента первой ступени, где усиливается до величины, обеспечивающей нормальную работу второй ступени. В цепь коллектора второго полупроводника включен источник звука, которым может быть малогабаритный наушник. Смещение на базах задают резисторы R2 и R4. Кроме КТ 315 в схеме усилителя звука на двух транзисторах можно использовать любые маломощные кремниевые полупроводники, но в зависимости от типа применяемых изделий может потребоваться подбор резисторов смещения.

Если использовать двухтактный выход можно добиться хорошего уровня громкости и неплохой частотной характеристики. Данная схема выполнена на трёх распространённых кремниевых приборах КТ 315, но в устройстве можно использовать и другие полупроводники. Большим плюсом схемы является то, что она может работать на низкоомную нагрузку. В качестве источника звука можно использовать миниатюрные динамики с сопротивлением от 4 до 8 ом.

Устройство можно использовать совместно с плеером, тюнером или другим бытовым прибором. Напряжение питания 9 В можно получить от батарейки типа «Крона». Если в выходном каскаде использовать КТ 815, то на нагрузке 4 ома можно получить мощность до 1 ватта. При этом напряжение питания нужно будет увеличить до 12 вольт, а выходные элементы смонтировать на небольших алюминиевых теплоотводах.

Получить хорошие электрические характеристики в усилителе, собранном на одном полупроводнике практически невозможно, поэтому качественные устройства собираются на нескольких полупроводниковых приборах. Такие конструкции дают на низкоомной нагрузке десятки и сотни ватт и предназначены для работы в Hi-Fi комплексах. При выборе устройства может возникнуть вопрос, на каких транзисторах можно сделать усилитель звука. Это могут быть любые кремниевые или германиевые полупроводники. Широкое распространение получили УНЧ, собранные на полевых полупроводниках. Для устройств малой мощности с низковольтным питанием можно применить кремниевые изделия КТ 312, КТ 315, КТ 361, КТ 342 или германиевые старых серий МП 39-МП 42.

Усилитель мощности своими руками на транзисторах можно выполнить на комплементарной паре КТ 818Б-КТ 819Б. Для такой конструкции потребуется предварительный блок, входной каскад и предоконечный блок. Предварительный узел включает в себя регулировку уровня сигнала и регулировку тембра по высоким и низким частотам или многополосный эквалайзер. Напряжение на выходе предварительного блока должно быть не менее 0,5 вольта. Входной узел блока мощности можно собрать на быстродействующем операционном усилителе. Для того чтобы раскачать оконечную часть потребуется предоконечный каскад, который собирается на комплементарной паре приборов средней мощности КТ 816-КТ 817. Конструкции мощных усилителей низкой частоты отличаются сложной схемотехникой и большим количеством комплектующих элементов. Для правильной регулировки и настройки такого блока потребуется не только тестер, но осциллограф, и генератор звуковой частоты.

Современная элементная база включает в себя мощные MOSFET приборы, позволяющие конструировать УНЧ высокого класса. Они обеспечивают воспроизведение сигналов в полосе частот от 20 Гц до 40 кГц с высокой линейностью, коэффициент нелинейных искажений менее 0,1% и выходную мощность от 50 W и выше. Данная конструкция проста в повторении и регулировке, но требует использования высококачественного двухполярного источника питания.



Схема № 2

Схема второго нашего усилителя значительно сложнее, но зато позволяет получить и более качественной звучание. Достигнуто это за счет более совершенной схемотехники, большего коэффициента усиления усилителя (и, следовательно, более глубокой обратной связи), а также возможностью регулировать начальное смещение транзисторов выходного каскада.

Схема нового варианта усилителя приведена на рис. 11.20. Этот усилитель, в отличие от своего предшественника, питается от двухполярного источника напряжения.

Входной каскад усилителя на транзисторах VT1-VT3 образует т. н. дифференциальный усилитель. Транзистор VT2 в дифференциальном усилителе является источником тока (довольно часто в дифференциальных усилителях в качестве источника тока ставят обычный резистор достаточно большого номинала). А транзисторы VT1 и VT3 образуют два пути, по которым ток из источника уходит в нагрузку.

Если ток в цепи одного транзистора увеличится, то ток в цепи другого транзистора уменьшится на точно такую же величину — источник тока поддерживает сумму токов обоих транзисторов постоянной.

В итоге транзисторы дифференциального усилителя образуют почти «идеальное» устройство сравнения, что важно для качественной работы обратной связи. На базу одного транзистора подается усиливаемый сигнал, на базу другого — сигнал обратной связи через делитель напряжения на резисторах R6, R8.

Противофазный сигнал «расхождения» выделяется на резисторах R4 и R5, и поступает на две цепочки усиления:

• транзистор VT7;
• транзисторы VT4-VT6.

Когда сигнал рассогласования отсутствует, токи обоих цепочек, т. е. транзисторов VT7 и VT6, равны, и напряжение в точке соединения их коллекторов (в нашей схеме такой точкой можно считать транзистор VT8) в точности равно нулю.

При появлении сигнала рассогласования токи транзисторов становятся разными, и напряжение в точке соединения становится больше или меньше нуля. Это напряжение усиливается составным эмиттерным повторителем, собранным на комплементарных парах VT9, VT10 и VT11, VT12, и поступает на АС — это выходной сигнал усилителя.

Транзистор VT8 используется для регулировки т. н. тока «покоя» выходного каскада. Когда движок подстроечного резистора R14 находится в верхнем по схеме положении, транзистор VT8 полностью открыт. При этом падение напряжение на нем близко к нулю. Если же перемещать движок резистора в нижнее положение, падение напряжения на транзисторе VT8 будет увеличиваться. А это равносильно внесению сигнала смещения в базы транзисторов выходного эмиттерного повторителя. Происходит смещение режима их работы от класса С до класса В, а в принципе — и до класса А. Это, как мы уже знаем, один из способов улучшения качества звука — не следует полагаться в этом только на действие обратной связи.

Плата . Усилитель собран на плате из одностороннего стеклотекстолита толщиной 1.5 мм размерами 50×47.5 мм. Разводку печатной платы в зеркальном изображении и схему расположения деталей можно скачать . Работу усилителя смотрим на . Внешний вид усилителя приведен на рис. 11.21.

Аналоги и элементная база . При отсутствии необходимых деталей транзисторы VT1, VT3 можно заменить любыми малошумящими с допустимым током не менее 100 мА, допустимым напряжением не ниже напряжения питания усилителя и как можно большим коэффициентом усиления.

Специально для таких схем промышленностью выпускаются транзисторные сборки, представляющие собой пару транзисторов в одном корпусе с максимально подобными характеристиками — это был бы идеальный вариант.

Транзисторы VT9 и VT10 обязательно должны быть комплементарными, также как и VT11, и VT12. Они должны быть рассчитаны на напряжение не менее удвоенного напряжения питания усилителя. Не забыли, уважаемый радиолюбитель, что усилитель питается от двухполярного источника напряжения?

Для зарубежных аналогов комплементарые пары обычно указываются в документации на транзистор, для отечественных приборов — придется попотеть в Инете! Транзисторы выходного каскада VT11, VT12 дополнительно должны выдерживать ток, не меньший:

I в = U / R, А,

U — напряжение питания усилителя,
R — сопротивление АС.

Для транзисторов VT9, VT10 допустимый ток должен быть не менее:

I п = I в / B, А ,

I в — максимальный ток выходных транзисторов;
B — коэффициент усиления выходных транзисторов.

Обратите внимание, что в документации на мощные транзисторы иногда приводятся два коэффициента усиления — один для режима усиления «малого сигнала», другой — для схемы с ОЭ. Вам нужен для расчета не тот, который для «малого сигнала». Обратите внимание также на особенность транзисторов КТ972/КТ973 — их коэффициент усиления составляет более 750.

Найденный вами аналог должен обладать не меньшим коэффициентом усиления — это существенно для данной схемы. Остальные транзисторы должны иметь допустимое напряжение не менее удвоенного напряжения питания усилителя и допустимый ток не мене 100 мА. Резисторы — любые с допустимой рассеиваемой мощностью не менее 0.125 Вт. Конденсаторы — электролитические, с емкостью не менее указанной и рабочим напряжением не менее напряжения питания усилителя.

Продолжение читайте

Николай Трошин

В последнее время заметно вырос интерес к усилителям мощности на германиевых транзисторах. Есть мнение, что звучание таких усилителей более мягкое, напоминает «ламповый звук».
Предлагаю вашему вниманию две простые схемы усилителей мощности НЧ на германиевых транзисторах, опробованные мной некоторое время назад.

Здесь использованы более современные схемные решения, чем те, которые использовались в 70-е годы, когда «германий» был в ходу. Это позволило получить приличную мощность при хорошем качестве звучания.
Схема на рисунке ниже, является переработанным под «германий» вариантом усилителя НЧ из моей статьи в журнале Радио №8 за 1989г (стр. 51-55).

Выходная мощность этого усилителя 30 Вт при сопротивлении нагрузки акустических систем 4 Ома, и примерно 18 Вт при сопротивлении нагрузки 8 Ом.
Напряжение питания усилителя (U пит) двухполярное ±25 В;

Несколько слов о деталях:

При сборке усилителя, в качестве конденсаторов постоянной ёмкости (помимо электролитических), желательно применять слюдяные конденсаторы. Например типа КСО, такие, как ниже на рисунке.

Транзисторы МП40А можно заменить на транзисторы МП21, МП25, МП26. Транзисторы ГТ402Г — на ГТ402В; ГТ404Г — на ГТ404В;
Выходные транзисторы ГТ806 можно ставить любых буквенных индексов. Применять более низкочастотные транзисторы типа П210, П216, П217 в этой схеме не рекомендую, поскольку на частотах выше 10кГц они здесь работают плоховато (заметны искажения), видимо, из-за нехватки усиления тока на высокой частоте.

Площадь радиаторов на выходные транзисторы должна быть не менее 200 см2, на предоконечные транзисторы не менее 10 см2.
На транзисторы типа ГТ402 радиаторы удобно делать из медной (латунной) или алюминиевой пластины, толщиной 0,5 мм, размером 44х26.5 мм.

Пластина разрезается по линиям, потом этой заготовке придают форму трубки, используя для этой цели любую подходящую цилиндрическую оправку (например сверло).
После этого заготовку (1) плотно надевают на корпус транзистора (2) и прижимают пружинящим кольцом (3), предварительно отогнув боковые крепёжные ушки.

Кольцо изготовляется из стальной проволоки диаметром 0,5-1,0 мм. Вместо кольца можно использовать бандаж из медной проволоки.
Теперь осталось загнуть снизу боковые ушки для крепления радиатора за корпус транзистора и отогнуть на нужный угол надрезанные перья.

Подобный радиатор можно также изготовить и из медной трубки, диаметром 8мм. Отрезаем кусок 6…7см, разрезаем трубку вдоль по всей длине с одной стороны. Далее на половину длины разрезаем трубку на 4 части и отгибаем эти части в виде лепестков и плотно надеваем на транзистор.

Так как диаметр корпуса транзистора где-то 8,2 мм, то за счёт прорези по всей длине трубки, она плотно оденется на транзистор и будет удерживаться на его корпусе за счёт пружинящих свойств.
Резисторы в эмиттерах выходного каскада — либо проволочные мощностью 5 Вт, либо типа МЛТ-2 3 Ом по 3шт параллельно. Импортные пленочные использовать не советую — выгорают мгновенно и незаметно, что ведет к выходу из строя сразу нескольких транзисторов.

Настройка:

Настройка правильно собранного из исправных элементов усилителя сводится к установке подстроечным резистором тока покоя выходного каскада 100мА (удобно контролировать на эмиттерном резисторе 1 Ом — напряжение 100мВ).
Диод VD1 желательно приклеить или прижать к радиатору выходного транзистора, что способствует лучшей термостабилизации. Однако если этого не делать, ток покоя выходного каскада от холодного 100мА до горячего 300мА меняется, в общем-то, не катастрофично.

Важно: перед первым включением необходимо выставить подстроечный резистор в нулевое сопротивление.
После настройки желательно подстроечный резистор выпаять из схемы, измерить его реальное сопротивление и заменить на постоянный.

Самая дефицитная деталь для сборки усилителя по вышеприведённой схеме — это выходные германиевые транзисторы ГТ806. Их и в светлое советское время было не так легко приобрести, а сейчас наверно и того труднее. Гораздо проще найти германиевые транзисторы типов П213-П217, П210.
Если Вы не сможете по каким либо причинам приобрести транзисторы ГТ806, то Вашему вниманию предлагается ещё одна схема усилителя, где в качестве выходных транзисторов, можно использовать как раз вышеупомянутые П213-П217, П210.

Схема эта — модернизация первой схемы. Выходная мощность этого усилителя составляет 50Вт при сопротивлении нагрузки 4 Ом и 30Вт при 8-Омной нагрузке.
Напряжение питания этого усилителя (U пит) так же двухполярное и составляет ±27 В;
Диапазон рабочих частот 20Гц…20кГц:

Какие же изменения внесены в эту схему;
Добавлены два источника тока в «усилитель напряжения» и еще один каскад в «усилитель тока».
Применение еще одного каскада усиления на довольно высокочастотных транзисторах П605, позволило несколько разгрузить транзисторы ГТ402-ГТ404 и расшевелить совсем уж медленные П210.

Получилось довольно не плохо. При входном сигнале 20кГц, и при выходной мощности 50Вт — на нагрузке искажений практически не заметно (на экране осциллографа).
Минимальные, мало заметные искажения формы выходного сигнала с транзисторами типа П210, возникают только на частотах около 20 кгц при мощности 50 вт. На частотах ниже 20 кгц и мощностях менее 50 вт искажений не заметно.
В реальном музыкальном сигнале таких мощностей на столь высоких частотах обычно не бывает, по этому отличий в звучании (на слух) усилителя на транзисторах ГТ806 и на транзисторах П210 я не заметил.
Впрочем, на транзисторах типа ГТ806, если смотреть осциллографом, усилитель работает все-таки лучше.

При нагрузке 8 Ом в этом усилителе, также возможно применение выходных транзисторов П216…П217, и даже П213…П215. В последнем случае напряжение питания усилителя нужно будет снизить до ±23В. Выходная мощность при этом, разумеется, тоже упадет.
Повышение же питания — ведет к увеличению выходной мощности, и я думаю, что схема усилителя по второму варианту имеет такой потенциал (запас), однако, я не стал экспериментами искушать судьбу.

Радиаторы для этого усилителя обязательны следующие — на выходные транзисторы площадью рассеивания не менее 300см2, на предвыходные П605 — не менее 30см2 и даже на ГТ402, ГТ404 (при сопротивлении нагрузки 4 Ом) тоже нужны.
Для транзисторов ГТ402-404 можно поступить проще;
Взять медную проволоку (без изоляции) диаметром 0,5-0,8, намотать на круглую оправку (диаметром 4-6 мм) проволоку виток к витку, согнуть в кольцо полученную обмотку (с внутренним диаметром меньше диаметра корпуса транзистора), соединить концы пайкой и надеть полученный «бублик» на корпус транзистора.

Эффективней будет наматывать проволоку не на круглую, а на прямоугольную оправку, так как при этом увеличивается площадь соприкосновения проволоки с корпусом транзистора и соответственно повышается эффективность отвода тепла.
Также для повышения эффективности отвода тепла для всего усилителя, можно уменьшить площадь радиаторов и применить для охлаждения 12В куллер от компьютера, запитав его напряжением 7…8В.

Транзисторы П605 можно заменить на П601…П609.
Настройка второго усилителя аналогична описанной для первой схемы.
Несколько слов об акустических системах. Понятно, что для получения хорошего звучания они должны иметь соответствующую мощность. Желательно также, используя звуковой генератор — пройтись на разных мощностях по всему диапазону частот. Звучание должно быть чистым, без хрипов и дребезга. Особенно, как показал мой опыт, этим грешат высокочастотные динамики колонок типа S-90.

Если у кого возникнут какие либо вопросы по конструкции и сборке усилителей — задавайте, по возможности постараюсь ответить.

Удачи всем Вам в Вашем творчестве и всего наилучшего!

Недавно обратился некий человек с просьбой собрать ему усилитель достаточной мощности и раздельными каналами усиления по низким, средним и высоким частотам. до этого не раз уже собирал для себя в качестве эксперимента и, надо сказать, эксперименты были весьма удачными. Качество звучания даже недорогих колонок не очень высокого уровня заметно при этом улучшается по сравнению, например, с вариантом применения пассивных фильтров в самих колонках. К тому же появляется возможность довольно легко менять частоты раздела полос и коэффициент усиления каждой отдельно взятой полосы и, таким образом, проще добиться равномерной АЧХ всего звукоусилительного тракта. В усилителе были применены готовые схемы, которые до этого не раз были опробованы в более простых конструкциях.

Структурная схема

На рисунке ниже показана схема 1 канала:

Как видно из схемы, усилитель имеет три входа, один из которых предусматривает простую возможность добавления предусилителя-корректора для проигрывателя винила (при такой необходимости), переключатель входов, предварительный усилитель-тембролок (также трёхполосный, с регулировкой уровней ВЧ/СЧ/НЧ), регулятор громкости, блок фильтров на три полосы с регулировкой уровня усиления каждой полосы с возможностью отключения фильтрации и блок питания для оконечных усилителей большой мощности (нестабилизированный) и стабилизатор для «слаботочной» части (предварительные каскады усиления).

Предварительный усилитель-темброблок

В качестве него была применена схема, не раз проверенная до этого, которая при своей простоте и доступности деталей показывает довольно хорошие характеристики. Схема (как и все последующие) в своё время была опубликована в журнале «Радио» и затем не раз публиковалась на различных сайтах в интернете:

Входной каскад на DA1 содержит переключатель уровня усиления (-10; 0; +10 дБ), что упрощает согласование всего усилителя с различными по уровню источниками сигнала, а на DA2 собран непосредственно регулятор тембров. Схема не капризна к некоторому разбросу номиналов элементов и не требует никакого налаживания. В качестве ОУ можно применить любые микросхемы, применяемые в звуковых трактах усилителей, например здесь (и в последующих схемах) пробовал импортные ВА4558, TL072 и LM2904. Подойдёт любая, но лучше, конечно, выбирать варианты ОУ с возможно меньшим уровнем собственного шума и высоким быстродействием (коэффициентом нарастания входного напряжения). Эти параметры можно посмотреть в справочниках (даташитах). Конечно, здесь вовсе не обязательно применять именно эту схему, вполне можно, например, сделать не трёхполосный, а обычный (стандартный) двухполосный темброблок. Но не «пассивную» схему, а с каскадами усиления-согласования по входу и выходу на транзисторах или ОУ.

Блок фильтров

Схем фильтров, также, при желании можно найти множество, так как публикаций на тему многополосных усилителей сейчас достаточно. Для облегчения этой задачи и просто для примера, я приведу здесь несколько возможных схем, найденных в различных источниках:

— схема, которая была применена мной в этом усилителе, так как частоты раздела полос оказались как раз такие, которые и нужны были «заказчику» — 500 Гц и 5 кГц и ничего пересчитывать не пришлось.

— вторая схема, попроще на ОУ.

И ещё одна возможная схема, на транзисторах:

Как уже писал ваше, выбрал первую схему из-за довольно качественной фильтрации полос и соответствии частот разделения полос заданным. Только на выходах каждого канала (полосы) были добавлены простые регуляторы уровня усиления (как это сделано, например, в третьей схеме, на транзисторах). Регуляторы можно поставить от 30 до 100 кОм. Операционные усилители и транзисторы во всех схемах можно заменить на современные импортные (с учётом цоколёвки!) для получения лучших параметров схем. Никакой настройки все эти схемы не требуют, если не требуется изменить частоты раздела полос. К сожалению, дать информацию по пересчёту этих частот раздела я не имею возможности, так как схемы искались для примера «готовые» и подробных описаний к ним не прилагалось.

В схему блока фильтров (первая схема из трёх) была добавлена возможность отключения фильтрации по каналам СЧ и ВЧ. Для этого были установлены два кнопочных переключателя типа П2К, с помощью которых просто можно замкнуть точки соединения входов фильтров — R10C9 с их соответствующими выходами — «выход ВЧ» и «выход СЧ». В этом случае по этим каналам идёт полный звуковой сигнал.

Усилители мощности

С выхода каждого канала фильтра сигналы ВЧ-СЧ-НЧ подаются на входы усилителй мощности, которые, также, можно собрать по любой из известных схем в зависимости от необходимой мощности всего усилителя. Я делал УМЗЧ по известной давно схеме из журнала «Радио», №3, 1991 г., стр.51. Здесь даю ссылку на «первоисточник», так как по поводу этой схемы существует много мнений и споров по повод её «качественности». Дело в том, что на первый взгляд это схема усилителя класса «B» с неизбежным присутствием искажений типа «ступенька», но это не так. В схеме применено токовое управление транзисторами выходного каскада, что позволяет избавиться от этих недостатков при обычном, стандартном включении. При этом схема очень простая, не критична к применяемым деталям и даже транзисторы не требует особого предварительного подбора по параметрам К тому же схема удобна тем, что мощные выходные транзисторы можно ставить на один теплоотвод попарно без изолирующих прокладок, так как выводы коллекторов соединены в точке «выхода», что очень упрощает монтаж усилителя:

При настройке лишь ВАЖНО подобрать правильные режимы работы транзисторов предоконечного каскада (подбором резисторов R7R8) — на базах этих транзисторов в режиме «покоя» и без нагрузки на выходе (динамика) должно быть напряжение в пределах 0,4-0,6 вольт. Напряжение питания для таких усилителей (их, соответственно, должно быть 6 штук) поднял до 32 вольт с заменой выходных транзисторов на 2SA1943 и 2SC5200, сопротивление резисторов R10R12 при этом следует также увеличить до 1,5 кОм (для «облегчения жизни» стабилитронам в цепи питания входных ОУ). ОУ также были заменены на ВА4558, при этом становится не нужна цепь «установки нуля» (выходы 2 и 6 на схеме) и, соответственно меняется цоколёвка при пайке микросхемы. В результате при проверке каждый усилитель по этой схеме выдавал мощность до 150 ватт (кратковременно) при вполне адекватной степени нагрева радиатора.

Блок питания УНЧ

В качестве блока питания были использованы два трансформатора с блоками выпрямителей и фильтров по обычной, стандартной схеме. Для питания НЧ полосных каналов (левый и правый каналы) — трансформатор мощностью 250 ватт, выпрямитель на диодных сборках типа MBR2560 или аналогичных и конденсаторы 40000 мкф х 50 вольт в каждом плече питания. Для СЧ и ВЧ каналов — трансформатор мощностью 350 ватт (взят из сгоревшего ресивера «Ямаха»), выпрямитель — диодная сборка TS6P06G и фильтр — два конденсатора по 25000 мкф х 63 вольт на каждое плечо питания. Все электролитические конденсаторы фильтров зашунтированы плёночными конденсаторами ёмкостью 1 мкф х 63 вольта.

В общем, блок питания может быть и с одним трансформаторм, конечно, но при его соответствующей мощности. Мощность усилителя в целом в данном случае определяется исключительно возможностями источника питания. Все предварительные усилители (темброблок, фильтры) — запитаны также от одного из этих трансформаторов (можно от любого из них), но через дополнительный блок двуполярного стабилизатора, собранный на МС типа КРЕН (или импортных) или по любой из типовых схем на транзисторах.

Конструкция самодельного усилителя

Это, пожалуй, был самый сложный момент в изготовлении, так как подходящего готового корпуса не нашлось и пришлось выдумывать возможные варианты:-)) Чтобы не лепить кучу отдельных радиаторов, решил использовать корпус-радиатор от автомобильного 4-канального усилителя, довольно больших размеров, примерно такой:

Все «внутренности» были, естественно, извлечены и компоновка получилась примерно такой (к сожалению фотографию соответствующую не сделал):

— как видно, в эту крышку-радиатор установились шесть плат оконечных УМЗЧ и плата предварительного усилителя-темброблока. Плата блока фильтров уже не влезла, поэтому была закреплена на добавленной затем конструкции из алюминиевого уголка (её видно на рисунках). Также, в этом «каркасе» были установлены трансформаторы, выпрямители и фильтры блоков питания.

Вид (спереди) со всеми переключателями и регуляторами получился такой:

Вид сзади, с колодками выходов на динамики и блоком предохранителей (поскольку никакие схемы электронной защиты не делались из-за недостатка места в конструкции и чтобы не усложнять схему):

В последующем каркас из уголка предполагается, конечно, закрыть декоративными панелями для придания изделию более «товарного» вида, но делать это будет уже сам «заказчик», по своему личному вкусу. А в целом, по качеству и мощности звучания, конструкция получилась вполне себе приличная. Автор материала: Андрей Барышев (специально для сайта сайт ).

Мощный УМЗЧ на полевых транзисторах, класс А с питанием 12В (32Вт на 8Ом)

Мощный УМЗЧ с работой всех каскадов в режиме класса А, обеспечивающий на 8-омной нагрузке 32 Вт при потрясающе высоком реальном КПД 45%.

Особенность решения

Ричард Барфут обращает внимание, что в обычном резистивном усилительном каскаде с ОЭ и разделительным конденсатором (рисунок 1) теоретически максимальный КПД в режиме класса А составляет всего 8,33%, а коэффициент использования напряжения питания Ки (отношение размаха выходного напряжения к напряжению питания) едва дотягивает до 67%.

 

Рис. 1. Варианты включения транзистора.

Простейшая и давно применяемая в радиочастотных усилителях модификация — применение индуктивности вместо резистора сразу же повышает КПД до 50%, а Ки — до 200%.

Принципиальная схема

Ричард решил использовать это преимущество и разработал мощный УНЧ (рисунок 2), который при напряжении питания 12 В и работе всех каскадов в режиме класса А обеспечивает на 8-омной нагрузке 32 Вт при потрясающе высоком реальном КПД 45%!

Входной дифкаскад на Тг2, Тг6 имеет индуктивную нагрузку L1. Она здесь (кроме не имеющих решающей роли во входном каскаде КПД и Ки) хороша тем, что падение постоянного напряжения на ней близко к нулю и, следовательно, исчезают проблемы с балансировкой «нуля». Даже при резком разбалансе плеч Тг2/Тг6 постоянное напряжение между базами эмиттерных повторителей второго каскада Tr1, Тг7 равно нулю.

Кроме того, индуктивная нагрузка дает гораздо больше свободы в выборе и управлении выходным постоянным напряжением этого каскада (коллектор Тг5). Это дало возможность организовать на Тг8, Тг9 и Тг5 схему стабилизации тока покоя выходной ступени.

Рис. 2. Схема мощного УМЗЧ с работой всех каскадов в режиме класса А.

Примечание. Принцип ее работы основан на том, что на сопротивлении обмоток реальной индуктивности L2 падает напряжение, пропорциональное току покоя Tr10, Tr11. Это падение сравнивается дифкаскадом Тг8, Тг9 с опорным на делителе R13/R14 и через Тг5 возвращается на базы Tr1, Тг7, управляющих смещением Тг10,Тг11 и таким образом замыкающих петлю автостабилизации.

С эмиттеров Тг1 и Тг7 противофазные напряжения поступают на двухтактный выходной каскад на полевых Тг10 и Tr11, смещение на затворах обеспечивает постоянный ток стока каждого транзистора 3 А.

Индуктивность L2 на звуковых частотах представляет собой генератор тока (3 А), а на постоянном токе — короткое замыкание. Поэтому потенциал обеих клемм акустической системы LS и стоков Тг10, Tr11 в режиме покоя равен потенциалу «земли» — плюсовому зажиму аккумуляторной батареи В2.

При наличии сигнала такой же полярности, что на затвор Тг10 приходит, скажем, положительная полуволна. Ток его стока повышается (допустим, на 1 А), но L2, являясь генератором тока, не допускает изменения мгновенного тока через себя. Поэтому этот дополнительный 1 А начинает вытекать из LS.

Tr11 управляется противофазно с Тг10, поэтому ток его стока в этот момент уменьшается на 1 А, и правая половина L2, также поддерживающая через себя неизменный ток 3 А, согласно закону Кирхгофа заставляет избытку в 1 А втекать в LS. То есть мгновенные токи стока Іс Тг10 = 4 А, Іс Tr11 = 2 А, ток через акустическую систему ILS = 1 А, а ток через левую и правую половинки L2 неизменен и равен, как и в режиме молчания, 3 А.2 / 2 = 36 Вт при теоретических КПД = 50% и Ки = 400%. В реальной схеме из-за неидеальной индуктивности L2 достигнуты Рн = 32 Вт, КПД = 45% и Ки = 377%.

Примечание. Интересно отметить, что благодаря индуктивности L2 и двухтактной схеме размах мгновенного напряжения на нагрузке достигает 48 В при 12-вольтовом питании без применения повышающих преобразователей напряжения.

Детали

В качестве L2 необходимо использовать катушку, способную пропускать ток 3 А, индуктивностью не меньше L2 > Rн/(2пи*FH), где FH — нижняя граничная частота, Rн — сопротивление нагрузки. Типовым Fн = 40 Гц и Rн = 8 Ом соответствует L2 > 32 мГн.

Автор Ричард Барфут применил в качестве L2 вторичную обмотку (2×15 В) 50-ваттного сетевого трансформатора, первичную оставив «в воздухе». В качестве L1 применена первичная обмотка выходного трансформатора Farnell 189-840 от маломощного двухтактного транзисторного УНЧ.

Входное сопротивление усилителя — 15 кОм, чувствительность — 750 мВ, потребляемый ток — 6 А. Измерение коэффициента гармоник не проводилось, однако звучание усилителя соответствует лучшим ламповым. Это объясняется:

• наличием на его выходе индуктивности L2, эквивалентной по своей сути выходному трансформатору;
• близостью характеристик полевых транзисторов и ламп.

Во всяком случае, свойственное ему «мягкое» ограничение при перегрузке точь-в-точь такое же, как и у ламповых УНЧ.

Источник: Сухов Н. Е. — Лучшие конструкции УНЧ и сабвуферов своими руками.

Журнал Радиохобби — http://radiohobby.ldc.net

Схемотехника | Усилитель Класса А

Среди любителей лампового ренессанса гибридные однотактные усилители мощности класса «А» становятся всё более популярными, так как они обеспечивают более удачное, чем чисто ламповое, согласование с низкоомной нагрузкой. Такие усилители не охватываются обратными связями (ООС), и качество их звучания зависит от каждого элемента схемы. Общая принципиальная схемотехника однотактных гибридных усилителей класса «А» понятна без сложнотехнического объяснения, так как — это есть классическое включение радиолампы и транзистора. Однотактный усилитель — усилитель с одним усилительным плечом, нет разделения и обратного слияния сигнала. Вследствие этого отсутствуют переходные процессы и искажений звука свойственные разделению / слиянию. Этим объясняется повышенная достоверность / музыкальность звуковоспроизведения однотактников. Исключительно все однотактные усилители работают в чистом классе «А», что обеспечивает им высокую линейность + минимальные искажения сигнала. Недостаток схемы класса «А», это то, что большая часть энергии идёт на нагрев активных элементов схемы и только 20% на отдачу звуковой мощности — низкий коэффициент полезного действия (КПД). Вынужденное применение очень качественных — дорогостоящих компонентов, а также их кропотливый подбор + низкое КПД, это основные причины отталкивающие всех производителей, от построения полных гибридных однотактников. Усилительный каскад класса «А» может иметь максимальный КПД равный 50% при условии работы с трансформаторным выходом, когда амплитуда выходного напряжения (на обмотках трансформатора) достигает величины напряжения питания. У каскада с резистивной нагрузкой, где максимальная амплитуда выходного напряжения ограничена величиной, равной половине напряжения питания, максимальный КПД составляет 25%. Однотактные схемы Приводим основные однотактные схемы гибридных усилителей звука, в чистом классе «А», на MOSFET транзисторах. Ток выходных транзисторов термо стабилизирован на уровне 3-5а. Транзисторы — любые. Выходная мощность может дорастать до 35 ватт. Интегратор собран на операционном усилителе ОРА134. Возможно применение любого другого. Главное — у микросхемы вход на полевых транзисторах, что обеспечивает автоматическое удержание нулевого потенциала на выходе усилителя. Интегратор увеличивает глубину обратной связи (ООС) по постоянному току и на инфранизких частотах, где основные звуковые частоты не эмитируются обратной связью, что благоприятно влияет на коэффициент демпфирования. Схемы простые и не требуют заумного технического обоснования, хотя качество звучания на высоте и зависит исключительно от аудиофильных свойств применяемых компонентов. Можно и нужно удалить из схем все резисторы, микросхемы, MOSFET, электролиты, интеграторы и поднять качество звука до максимального предела, но в результате получится серийный усилитель «Grimmi». Однако — это сложно, хлопотно, дорого. Все радиосхемы имеют низкое выходное сопротивление 0.2 — 0.05ом, что принципиально отличает их, от чисто ламповых однотактных усилителей. Высокая верность воспроизведения и мощная динамическая активность (даже на малом уровне громкости) — отличительные звуковые качества этих схем. Самая первая — экспериментальная конструкция однотактного гибридного усилителя «Grimmi», выпущена в одном экземпляре в 2009 г. Отлично работает по настоящее время. Хотя качество звукоусиления уступает современному серийному образцу. Отличительная черта — стабилизаторы напряжения на варисторах, что является новым принципиальным схемотехническим решением в аудио. Убираем резисторы Разрабатывать и тестировать однотактную гибридную схемотехнику начали сразу после апгрейда лампового усилителя на триодах, так как звук «чистой» лампы нас не покорил. В представленной схеме показаны пути совершенствования (при наведении курсора) — как вместо резисторов установить активные элементы и достигнуть звукоусиления без ограничения. По этой методике не грех выкинуть все резисторы и получить самый новый — уникальный звук. Кроме усилителя «Grimmi» больше нет аудио изделий которые сориентированы на такой принцип построения, так как электросхема всегда будет возбуждается. Убрать возбуждение возможно только дополнительными резисторами, но мы применяем кропотливый метод подбора радиоэлементов, и в дополнительном сопротивлении по току не нуждаемся. Реальное звучание усилителя «Grimmi» Рабочие моменты. Моно запись (18 минут) сделана с мобильного телефона (объём 1.7гб) и сжата до 52 мб, по программе «Total Video Converter 3.5». Основополагающая схемотехника Grimmi Раздел: Режимы и принцип работы усилителя на транзисторах класс: A, B, A/B, C, D

Лучшее сочетание вакуумных и          полупроводниковых характеристик — однотактный гибридный усилитель звука.           Мы не создаём иллюзий,           Мы делаем звук живым! Земля — то, что всегда дорого | Разводка земельных шин | Схемотехника В промышленной радиоэлектронике, это ёмкое название нашей планеты доставляет множество хлопот. Теоретическая схемотехника, с техническими обоснованиями и новыми введениями ничего не стоит, если нет многократного практического подтверждения всей конструкции в корпусе. Радиоинженер-конструктор-технолог знает — ошибочная разводка земельных шин изменит изначальную схемотехнику до неузнаваемости и расположение компонентов в корпусе оказывает существенное влияние на построение схемы в целом. Но, проводить подобные эксперименты практически невозможно, так как материальная — затратная часть неизвестна. Ввиду этого, производители серийной High-End Audio продукции моделируют новые изделия на хорошо отработанных конструкциях, что ограничивает схемотехнические нововведения. Разводка земельных шин (звезда) частично балансирует схему — ликвидирует фон переменного тока и электровозбуждение. Это позволяет скорректировать схему построения — удалить местную ОС и антизвонные резисторы. Следовательно, возможны отступления от традиционной схемотехники. Где принято, организовывать напряжение смещения из общего питания, игнорируя, независимую подачу местного напряжения смещения. Имея ввиду, что изготовить отдельные блоки питания для каждого усилительного элемента и его управления дорого стоит, а их неумелое внедрение в общую конструкцию приведёт к всеобщему возбуждению. Убрать сверхвозбуждение возможно только резисторами и ОС. Итак, всё идёт по кругу — одно (возбуждение) убрал, другое (качество звука) упустил. Как быть дальше? Нет конструктивного ответа. Впрочем усилитель «Grimmi» построен по такому — малореальному принципу и производится серийно. Аналогов конструкции нет и никогда не будет — «чудовищно» дорого и конструктивно непонятно. Как, в таком относительно маленьком корпусе можно разместить гибридный однотактник мощностью более 30 ватт на канал, без резисторов, без обратных связей, без электролитов, с раздельным питанием активных элементов (16 силовых трансформаторов). Итого: экспериментируя с земельными проводниками и расположением элементов, частично убираем резисторы. Разводка земельных проводников «звездой» не всегда есть лучший вариант.

Усилитель низкой частоты класс «А» на полевом транзисторе.Звук чистый,КПД небольшой | Электронные схемы

усилитель низкой частоты на полевом транзисторе

Простой усилитель низкой частоты работающий в классе «А».При напряжении питания 34 В и при входном напряжении звука 3.5 Вольт,развивает выходную мощность 10 Вт.Название усилителя-усилитель Зена.

Сам усилитель собран на одном полевом транзисторе IRFP044N и работает в однотактном режиме.Стабилитрон ограничивает уровень входного сигнала.На транзисторах VT1-VT2 собран источник тока,который ограничивает ток для VT3.При превышении тока через транзистор VT2, на резисторе R6 будет падение напряжения,которое окажется достаточным,чтобы открыть транзистор VT1 и ограничить тем самым напряжение между затвором и истоком VT2.Вместо источника тока на транзисторах,его можно собрать из резисторов подключенных в параллель.Мощность такого резистора должна быть не меньше 50- 60 Вт.

усилитель класса А на полевом транзисторе или усилитель Зена

Для начала настройка источника тока.К истоку VT2 подключил галогенную лампу на 35 Вт*12В. При 12 Вольт,ток через лампу будет проходить на уровне 2.1 А вместо почти 3 А.

как настроить усилитель низкой частоты класса А

Далее,весь усилитель настраивают подстройкой сопротивления резистором R9,им надо выставить ток покоя.Если при касании входа УНЧ жалом отключенного от сети паяльника ток на блоке питания будет увеличиваться,значит надо подстройкой R9 выставить такой ток покоя,при котором ток увеличиваться не будет при касании паяльником.При питании 25 Вольт ток покоя будет 2.6 Ампер.При прослушивании музыки,ток на блоке питания будет уменьшаться а не увеличиваться.

Плюс усилителя класса А: простая схема и настройка,минимум нелинейных искажений сигнала,звук действительно «чистый».

Минус усилителя: это низкое КПД усилителя,которое составляет 20-25 %.Транзистор всегда открыт,даже если на входе нет звука.В звук пойдет 10 Вт,а на нагрев 40 Вт.Радиатор или теплоотвод для транзистора нужен довольно большого размера.Несмотря на это,такие усилители еще вроде производят,но на радиолампах.

у

Схемы стерео усилитель на транзисторах своими руками. Транзисторный усилитель класса а своими руками. Собранный мной усилитель

Редакция сайта «Две Схемы» представляет простой, но качественный усилитель НЧ на транзисторах MOSFET. Его схема должна быть хорошо известна радиолюбителям аудиофилам, так как ей уже лет 20. Схема является разработкой знаменитого Энтони Холтона, поэтому её иногда так и называют — УНЧ Holton. Система усиления звука имеет низкие гармонические искажения, не превышающие 0,1%, при мощности на нагрузку порядка 100 Ватт.

Данный усилитель является альтернативой для популярных усилителей серии TDA и подобных попсовых, ведь при чуть большей стоимости можно получить усилитель с явно лучшими характеристиками.

Большим преимуществом системы является простая конструкция и выходной каскад, состоящий из 2-х недорогих МОП-транзисторов. Усилитель может работать с динамиками сопротивлением как 4, так и 8 Ом. Единственной настройкой, которую необходимо выполнить во время запуска — будет установка значения тока покоя выходных транзисторов.

Принципиальная схема УМЗЧ Holton

Усилитель Холтон на MOSFET — схема

Схема является классическим двухступенчатым усилителем, он состоит из дифференциального входного усилителя и симметричного усилителя мощности, в котором работает одна пара силовых транзисторов. Схема системы представлена выше.

Печатная плата

Печатная плата УНЧ — готовый вид

Вот архив с PDF файлами печатной платы — .

Принцип работы усилителя

Транзисторы Т4 (BC546) и T5 (BC546) работают в конфигурации дифференциального усилителя и рассчитаны на питание от источника тока, построенного на основе транзисторов T7 (BC546), T10 (BC546) и резисторах R18 (22 ком), R20 (680 Ом) и R12 (22 ком). Входной сигнал подается на два фильтра: нижних частот, построенный из элементов R6 (470 Ом) и C6 (1 нф) — он ограничивает ВЧ компоненты сигнала и полосовой фильтр, состоящий из C5 (1 мкф), R6 и R10 (47 ком), ограничивающий составляющие сигнала на инфранизких частотах.

Нагрузкой дифференциального усилителя являются резисторы R2 (4,7 ком) и R3 (4,7 ком). Транзисторы T1 (MJE350) и T2 (MJE350) представляют собой еще один каскад усиления, а его нагрузкой являются транзисторы Т8 (MJE340), T9 (MJE340) и T6 (BD139).

Конденсаторы C3 (33 пф) и C4 (33 пф) противодействуют возбуждению усилителя. Конденсатор C8 (10 нф) включенный параллельно R13 (10 ком/1 В), улучшает переходную характеристику УНЧ, что имеет значение для быстро нарастающих входных сигналов.

Транзистор T6 вместе с элементами R9 (4,7 ком), R15 (680 Ом), R16 (82 Ом) и PR1 (5 ком) позволяет установить правильную полярность выходных каскадов усилителя в состоянии покоя. С помощью потенциометра необходимо установить ток покоя выходных транзисторов в пределах 90-110 мА, что соответствует падению напряжения на R8 (0,22 Ом/5 Вт) и R17 (0,22 Ом/5 Вт) в пределах 20-25 мВ. Общее потребление тока в режиме покоя усилителя должен быть в районе 130 мА.

Выходными элементами усилителя являются МОП-транзисторы T3 (IRFP240) и T11 (IRFP9240). Транзисторы эти устанавливаются как повторитель напряжения с большим максимальным выходным током, таким образом, первые 2 каскада должны раскачать достаточно большую амплитуду для выходного сигнала.

Резисторы R8 и R17 были применены, в основном, для быстрого измерения тока покоя транзисторов усилителя мощности без вмешательства в схему. Могут они также пригодиться в случае расширения системы на еще одну пару силовых транзисторов, из-за различий в сопротивлении открытых каналов транзисторов.

Резисторы R5 (470 Ом) и R19 (470 Ом) ограничивают скорость зарядки емкости проходных транзисторов, а, следовательно, ограничивают частотный диапазон усилителя. Диоды D1-D2 (BZX85-C12V) защищают мощные транзисторы. С ними напряжение при запуске относительно источников питания у транзисторов не должно быть больше 12 В.

На плате усилителя предусмотрены места для конденсаторов фильтра питания С2 (4700 мкф/50 в) и C13 (4700 мкф/50 в).

Самодельный транзисторный УНЧ на МОСФЕТ

Управление питается через дополнительный RC фильтр, построенный на элементах R1 (100 Ом/1 В), С1 (220 мкф/50 в) и R23 (100 Ом/1 В) и C12 (220 мкф/50 в).

Источник питания для УМЗЧ

Схема усилителя обеспечивает мощность, которая достигает реальных 100 Вт (эффективное синусоидальная), при входном напряжении в районе 600 мВ и сопротивлением нагрузки 4 Ома.

Усилитель Холтон на плате с деталями

Рекомендуемый трансформатор — тороид 200 Вт с напряжением 2х24 В. После выпрямления и сглаживания должно получиться двух полярное питание усилители мощности в районе +/-33 Вольт. Представленная здесь конструкция является модулем монофонического усилителя с очень хорошими параметрами, построенного на транзисторах MOSFET, который можно использовать как отдельный блок или в составе .

Высокое входное сопротивление и неглубокая ОС — основной секрет теплого лампового звучания. Ни для кого не секрет, что именно на лампах реализуются самые высококачественные и дорогие усилители, которые относятся к разряду HI-End. Давайте поймем, что такое качественный усилитель? Качественным имеет право называться тот усилитель мощности НЧ, который полностью повторяет форму входного сигнала на выходе, не искажая его, разумеется выходной сигнал уже усиленный. В сети можно встретить несколько схем действительно высококачественных усилителей, которые имеют право относится к разряду HI-End и совсем не обязательна ламповая схематика. Для получения максимального качества, нужен усилитель, выходной каскад которого работает в чистом классе А. Максимальная линейность схемы дает минимальное кол-во искажений на выходе, поэтому в строении высококачественных усилителей особое внимание уделяется именно этому фактору. Ламповые схемы хороши, но не всегда доступны даже для самостоятельной сборки, а промышленные ламповые УМЗЧ от брендовых производителей стоят от нескольких тысяч, до нескольких десятков тысяч долларов США — такая цена уж точно не по карману многим.
Возникает вопрос — можно ли аналогичных результатов добиться от транзисторных схем? ответ будет в конце статьи.

Линейных и сверхлинейных схем усилителей мощности НЧ достаточно много, но схему, которая будет сегодня рассмотрена является ультралинейной схемой высокого качества, которая реализована всего на 4-х транзисторах. Схема была создана в далеком 1969 году, британским инженером-звуковиком Джоном Линсли-Худом (John Linsley-Hood). Автор является создателем еще нескольких высококачественных схем, в частности класса А. Некоторые знатоки называют этот усилитель самым качественным среди транзисторных УНЧ и я в этом убедился еще год назад.

Первая версия такого усилителя была представлена на . Удачная попытка реализации схемы заставила создать двухканальный УНЧ по этой же схеме, собрать все в корпусе и использовать для личных нужд.

Особенности схемы

Не смотря на простоту, схема имеет несколько особенностей. Правильный режим работы может нарушиться из-за неправильной разводки платы, неудачного расположения компонентов, неправильное питание и т.п..
Именно питание — особо важный фактор — крайне не советую питать данный усилитель от всевозможных блоков питания, оптимальный вариант аккумулятор или блок питания с параллельно включенным аккумулятором.
Мощность усилителя составляет 10 ватт с питанием 16 Вольт на нагрузку 4 Ом. Саму схему можно приспособить для головок 4, 8 и 16 Ом.
Мною была создана стереофоническая версия усилителя, оба канала расположены на одной плате.

Второй — предназначен для раскачки выходного каскада, поставил КТ801 (раздобыл достаточно трудно.
В самом выходном каскаде поставил мощные биполярные ключи обратной проводимости — КТ803 именно с ними получил несомненно высокое качество звучание, хотя экспериментировал со многими транзисторами — КТ805, 819 , 808, даже поставил мощные составные — КТ827, с ним мощность на много выше, но звук не сравниться с КТ803, хотя это лишь мое субъективное мнение.

Входной конденсатор с емкостью 0,1-0,33мкФ, нужно использовать пленочные конденсаторы с минимальной утечкой, желательно от известных производителей, тоже самое и с выходным электролитическим конденсатором.
Если схема рассчитана под нагрузку 4 Ом, то не стоит повышать напряжение питания выше 16-18 Вольт.
Звуковой регулятор решил не поставить, он в свою очередь тоже оказывает влияние на звук, но параллельно входу и минусу желательно поставить резистор 47к.
Сама плата — макетная. С платой пришлось долго повозиться, поскольку линии дорожек тоже оказывали некое влияние на качество звука в целом. Этот усилитель имеет очень широкий диапазон воспроизводимых частот, от 30 Гц до 1мГц.

Настройка — проще простого. Для этого нужно переменным резистором добиться половины питающего напряжения на выходе. Для более точной настройки стоит использовать многооборотный переменный резистор. Один шуп мультиметра присоединяем с минусом питания, другой ставим к линии выхода, т.е к плюсу электролита на выходе, таким образом, медленно вращая переменник добиваемся половины питания на выходе.

Появилось желание собрать более мощный усилитель «А» класса. Прочитав достаточное количество соответствующей литературы и выбрал из предлагавшегося самую последнюю версию. Это был усилитель мощностью 30 Вт соответствующий по своим параметрам усилителям высокого класса.

В имеющеюся трассировку оригинальных печатных плат никаких изменений вносить не предполагал, однако, ввиду отсутствия первоначальных силовых транзисторов, был выбран более надежный выходной каскад с использованием транзисторов 2SA1943 и 2SC5200. Применение этих транзисторов в итоге позволило обеспечить большую выходную мощность усилителя. Принципиальная схема моей версии усилителя далее.

Это изображение плат собранных по этой схеме с транзисторами Toshiba 2SA1943 и 2SC5200.

Если присмотреться, то сможете увидеть на печатной плате вместе со всеми компонентами стоят резисторы смещения, они мощность 1 Вт углеродного типа. Оказалось, что они более термостабильны. При работе любого усилителя большой мощности выделяется огромное количества тепла, поэтому соблюдение постоянства номинала электронного компонента при его нагреве является важным условием качественной работы устройства.

Собранная версия усилителя работает при токе около 1,6 А и напряжении 35 В. В результате чего 60 Вт мощности непрерывного рассеивается на транзисторах в выходном каскаде. Должен заметить, что это только треть мощности, которую они способны выдержать. Постарайтесь представить, сколько тепла выделяется на радиаторах при их нагреве до 40 градусов.

Корпус усилителя сделан своими руками из алюминия. Верхняя плита и монтажная плита толщиной 3 мм. Радиатор состоит из двух частей, его габаритные размеры составляют 420 x 180 x 35 мм. Крепеж — винты, в основном с потайной головкой из нержавеющей стали и резьбой М5 или М3. Количество конденсаторов было увеличено до шести, их общая ёмкость 220000 мкФ. Для питания был использован тороидальный трансформатор мощностью 500 Вт.

Блок питания усилителя

Хорошо видно устройство усилителя, которое имеет медные шины соответствующего дизайна. Добавлен небольшой тороид, для регулируемой подачи под управлением схемы защиты от постоянного тока. Так же имеется ВЧ фильтр в цепи питания. При всей своей простоте, надо сказать обманчивой простоте, топологии платы этого усилителя и звук им производится как бы без всякого усилия, подразумевающего в свою очередь возможность его бесконечного усиления.

Осциллограммы работы усилителя

Спад 3 дБ на 208 кГц

Синусоида 10 Гц и 100 Гц

Синусоида 1 кГц и 10 кГц

Сигналы 100 кГц и 1 МГц

Меандр 10 Гц и 100 Гц

Меандр 1 кГц и 10 кГц

Полная мощность 60 Вт отсечение симметрии на частоте 1 кГц

Таким образом становится понятно, что простая и качественная конструкция УМЗЧ не обязательно делается с применением интегральных микросхем — всего 8 транзисторов позволяют добиться приличного звучания со схемой, собрать которую можно за пол дня.

Схема простого усилителя звука на транзисторах , которая реализована на двух мощных составных транзисторах TIP142-TIP147 установленных в выходном каскаде, двух маломощных BC556B в дифференциальном тракте и один BD241C в цепи предварительного усиления сигнала — всего пять транзисторов на всю схему! Такая конструкция УМЗЧ свободно может быть использована например в составе домашнего музыкального центра или для раскачки сабвуфера установленного в автомобиле, на дискотеке.

Главная привлекательность данного усилителя мощности звука заключается в легкости его сборки даже начинающими радиолюбителями, нет необходимости в какой либо специальной его настройке, не возникает проблем в приобретении комплектующих по доступной цене. Представленная здесь схема УМ обладает электрическими характеристиками с высокой линейностью работы в частотном диапазоне от 20Гц до 20000Гц. p>

При выборе или самостоятельном изготовлении трансформатора для блока питания нужно учитывать такой фактор: — трансформатор должен иметь достаточный запас по мощности, например: 300 Вт из расчета на один канал, в случае двухканального варианта, то естественно и мощность удваивается. Можно применить для каждого свой отдельный трансформатор, а если использовать стерео вариант усилителя, то тогда вообще получится аппарат типа «двойное моно», что естественно повысит эффективность усиления звука.

Действующее напряжение во вторичных обмотках трансформатора должно составлять ~34v переменки, тогда постоянное напряжение после выпрямителя получится в районе 48v — 50v. В каждом плече по питанию необходимо установить плавкий предохранитель рассчитанный на рабочий ток 6А, соответственно для стерео при работе на одном блоке питания — 12А.

С 08.25.2012 доступен датагорский кит на базе рассмотренного в статье прототипа!
Забирайте на нашей Ярмарке:

Часто случается, что паяльщики обращаются к схемотехнике УЗЧ класса «А» с целью добраться до «того самого, офигительного звука», будь это классические усилители Джона Линсли-Худа, Нэльсона Пасса или множества вариантов из Сети, например наш .
К сожалению, при этом не все самодельщики принимают во внимание, что усилители класса «А» требуют использования источника питания с очень низким уровнем пульсаций. А это приводит к непобедимому фону и последующему разочарованию.

Фон — неприятная штука, почти метафизическая. Слишком много причин и механизмов возникновения. Методов борьбы описано тоже много: от правильной прокладки проводов до изменения схем.
Я сегодня хочу обратиться к теме «кондиционирования» питания УЗЧ. Будем давить пульсации!

Предлагаемый вашему вниманию стереофонический предварительный усилитель состоит из регулятора громкости с буферными каскадами без общей ООС на транзисторах, обладающих высокой линейностью и по субъективным оценкам звучащих лучше буферных каскадов на операционных усилителях.

Он предназначен для использования с высококачественными усилителями мощности звуковой частоты, выполненными на лампах, транзисторах или микросхемах.

Транзисторные симметричные буферные каскады, примененные в предварительном усилителе, могут быть использованы в других конструкциях — микшерах, темброблоках, корректорах и прочих устройствах.

Предварительный усилитель изготовлен в основном на компонентах для поверхностного монтажа и является третьим проектом , представленным автором в .

«Давненько не брал я в руки шашки…». Вернее я хотел сказать, что давненько не собирал усилителей на транзисторах. Всё лампы, да лампы, понимаешь. И тут, благодаря нашему дружному коллективу и участию , я приобрёл пару плат для сборки . Платы отдельно .

Платы пришли быстро. Игорь (Datagor) оперативно прислал документацию со схемой, описанием сборки и настройки усилителя. Кит всем хорош, схема классическая, обкатанная. Но меня обуяла жадность. 4,5 Ватта на канал — маловато будет. Хочу минимум 10 Вт, и не потому что я громко слушаю музыку (с моей акустикой чувствительностью 90 дБ и 2 Вт хватает), а… чтобы было.

Рис. 1. Буфер в сборе

Здравствуйте, друзья! Всем приятных летних дней!
Я разработал и проверил сборкой печатную плату для буфера из моей датагорской статьи .
Все детали размещены на печатной плате 55×66 мм из одностороннего фольгированного стеклотекстолита толщиной 2 мм.

Датагорцам большой привет!
В моей первой местной статье описано устройство, позволяющее определять коэффициент усиления по току биполярных транзисторов различной мощности обеих структур при значениях тока эмиттера от 2 мА до 950 мА.

На определенном этапе постижения темы усилителестроения я понял, что от двухтактных схем усилителей невозможно добиться высокого качества воспроизведения без тщательного подбора транзисторов в пары. Двухтакт изначально предполагает некую степень симметрии плеч, а, следовательно, ставить транзисторы в макет усилителя стоит только после того, как стало известно, какие параметры имеют транзисторы, которые вы держите в руках.

Это был отправной момент. Помимо этого, авторы многих схем выдвигают требования к параметрам устанавливаемых в схему транзисторов, в частности к их способности усиливать сигнал.
И, наконец, интересовала проблема выбора оптимального начального тока транзистора, чтобы поставить прибор в режим, обеспечивающий максимальную линейность его работы.
Собственно встал вопрос, какие параметры и чем измерять?

Здравствуйте, уважаемые читатели!
Этим небольшим, но полезным дополнением я продолжаю тему, поднятую . Для отказа от разделительного конденсатора на выходе буферного каскада представляет интерес двухполярное питание нашего устройства (рис. 1).

Рис. 1. Схема буферного каскада с двухполярным питанием

Для простоты изображен один канал и не показаны фильтрующие конденсаторы по цепям питания.
Смещение для задания режима работы буферного каскада по постоянному току обеспечено за счет источника напряжения на элементах HL1, R3, C2, C3, R2.

Вчера, 17:35 изменил Datagor. Дополнения камрадов

Транзисторный усилитель класса А своими руками / Хабр

© Mark Houston and diyAudioProjects.com

© Igor «Datagor» Kotov — авторский перевод
Мне захотелось построить усилитель со следующими параметрами: 1. Без ООС, так называемый вариант «0-NFB» (zero negative feed back) 2. Чистый класс А 3. Однотактный Нельсон Пасс (Nelson Pass) проделал огромную работу в этом направлении при строительстве своего усилителя «Zen», но я решил пойти еще дальше! Я построю «Усилитель Без Деталей» — Zero Component Amplifier (ZCA). Думаете, я пытался найти «Священный Грааль» в усилительной схемотехнике, этакий прямой кусок серебрянного провода, дающий чистое усиление без искажений?

↑ Class-A 2SK1058 MOSFET Amplifier

Несомненно, чтобы усилитель назывался усилителем, он должен содержать активные компоненты, обеспечивающие усиление. Меня всегда восхищали однотактные ламповые усилители. Как такое вообще возможно? Посмотрите, одна лампа, пара резисторов и выходной трансформатор. Поэтому я и решил создать усилитель на полевом транзисторе, придерживаясь такой же простоты дизайна.
Один канальный полевой униполярный МОП-транзистор, пригодный для аудио, парочка резисторов и конденсаторов, и конечно же умощненный хорошо «профильтрованный» блок питанния. Схема такого усилителя представлена на рис. 1.

Рис. 1: Схема однотактного усилителя класса A на MOSFET-е

Применен полевик 2SK1058 от Hitachi. Это N-канальный MOSFET. Внутренняя схема и распиновка для 2SK1058 представлена на рис. 2.

Рис. 2: Hitachi 2SK1058 N-Channel MOSFET

Я использовал конденсаторы Sprague Semiconductor Group во входных цепях и большие электролиты на выходе с «бутербродом» из полиэстерного конденсатора на 10 мф. Все резисторы, если не указано иначе, на 0,5 Ватт. Четыре 10-ти Ваттных проволочных резистора работают в качестве нагрузки. Внимание, эти резисторы рассеивают около 30 Ватт и становятся чрезвычайно горячими даже при простое усилителя.

Да, это класс А, а низкий КПД — расплата. Он съедает 60 Ватт, чтобы выдать ок. 5Вт! Мне пришлось использовать мощный и качественный радиатор с эффективным теплоотведением (0.784 °C/Ватт).

Фото 1: Печатная плата усилителя в сборе

Схема усилителя

В этой статье рассмотрим процесс сборки весьма необычного усилителя, работающего в классе «А» и содержащего всего 4 транзистора. Эта схема разработана ещё в 1969 году английским инженером Джоном Линсли Худом, несмотря на свою старость, она и по сей день остаётся актуальной.

В отличие от усилителей на микросхемах, транзисторные усилители требуют тщательной настройки и подбора транзисторов. Эта схема – не исключение, хоть она и выглядит предельно простой. Транзистор VT1 – входной, структуры PNP. Можно экспериментировать с различными маломощными PNP-транзисторами, в том числе и с германиевыми, например, МП42. Хорошо себя зарекомендовали в этой схеме в качестве VT1 такие транзисторы, как 2N3906, BC212, BC546, КТ361. Транзистор VT2 – структуры NPN, средней или малой мощности, сюда подойдут КТ801, КТ630, КТ602, 2N697, BD139, 2SC5707, 2SD2165. Особое внимание стоит уделить выходным транзисторам VT3 и VT4, а точнее, их коэффициенту усиления. Сюда хорошо подходят КТ805, 2SC5200, 2N3055, 2SC5198. Нужно отобрать два одинаковых транзистора с как можно более близким коэффициентом усиления, при этом он должен более 120. Если коэффициент усиления выходных транзисторов меньше 120, значит в драйверный каскад (VT2) нужно поставить транзистор с большим усилением (300 и более).

↑ Блок питания усилителя

Блок питания состоит из трансформатора мощностью 160 Ватт, нагруженного на 25-ти Амперный выпрямительный мост, и обеспечивает напряжени ок. 24 Вольт. Используется П-образный фильтр (конденсатор — дроссель — конденсатор) состоящий из электролитов на 10.000 Мф и 5-ти Амперных дросселей индуктивностью 10 мГн.

Рис. 3: Схема блока питания

Фото 2: Усилитель в сборе

Фото 3: Усилитель в сборе, вид сзади

↑ Звучание

Я прослушивал мой усилитель с ламповым предусилителем на 12AU7, т. к. он обеспечивает наиболее чистый звук. Я понятия не имею об коэффициентах искажений этого усилителя и т. п. цифрах, лишь скажу, что у него точная звукопередача и деликатно текстурированный тембральный окрас.
Для работы с усилителем требуется высокочувствительная, эффективная аккустика, т. к. он выдаёт ок. 5 Ватт RMS (и до 15 Ватт на пиках, что я ясно наблюдал на экране осциллографа). Передача басса оказалась значительно лучшей, чем можно было ожидать от такого решения. Усилитель с легкостью раскачивает мои 12-ти дюймовые трех-полосные колонки.

Ультралинейный усилитель класса «А»

Вариант усилителя на отечественных транзисторах

Автор: АКА КАСЬЯН

По сути я ничего нового не придумал, просто давно хотел собрать данный усилитель, но на многих ресурсах отзывы о нем были не очень хорошие.

К сожалению, мне не удалось найти фотографии доделанных усилителей. Как правило, на страницах форума были только обсуждения и мне не оставалось ничего, кроме как повторить конструкцию. О схеме очень мало отзывов, в основном только негативные. Жалобы в основном о малом потреблении тока, слишком искаженный выходной сигнал и т.п.

Сначала были найдены все оптимальные замены транзисторам. Все транзисторы использовались отечественного производства. Травить плату не было возможности, поэтому как всегда на помощь пришла макетка.

На плате была собрана вся схема, а выходные транзисторы через провода припаяны к основной плате. В начале для выходного каскада использовал транзисторы КТ805, затем 819 и остановился на КТ803А — самый лучший вариант для этой схемы.

Схема планировалась для стандартной колонки на 4 Ом, поэтому некоторые номиналы схемы нужно подобрать под свои нужды. Выходной конденсатор на 3300 мкФ с напряжением 16-50вольт, входной по вкусу (от 0,1 до 1мкФ). Для питания использовал аккумулятор от бесперебойника, с ним усилитель развивает до 8 ватт, это уже чистейшая мощность, без хрипов, искажений и гулов.

За свою практику собрал немало усилителей мощности. Еще год назад, эталоном звука для меня были микросхемы СТК, затем была повторена схема ланзара и она долго не уступала свои позиции, но несколько дней назад этот усилитель вышел на первое место, оставив позади знаменитого ланзара.

Широкий диапазон воспроизводящих частот — еще одно достоинство этой схемы, хотя частоты ниже 30 Гц усилитель не сможет воспроизвести. Усилитель предназначен для широкополосной акустики, и для качественного звучания в первую очередь нужны качественные колонки. Хотя многие могут не согласится, но очень советую использовать отечественные головки 5 — 10 ГДШ с бумажным или поролоновым подвесом. После чистого класса «А» даже музыкальный центр будет звучать не так хорошо, как раньше.

Выходные транзисторы усилителя греются не так страшно, как говорилось в некоторых форумах, лично у меня без теплоотвода они поработали 10 минут на максимальной громкости, температура не превышала 70-80 градусов.

Странно то, что усилитель настолько качественный, что без подачи входного сигнала в колонках нет никакого шума или гула, словно усилитель выключен и включается только при подаче сигнала на вход.

Не советуется поднимать напряжение питания более 20 вольт, при 18 вольт усилитель показал 14 ватт — чистой синусоидальной мощи, но потреблял при этом 60 ватт… для класса «А» это вполне нормально. В дальнейшем планируется собрать еще один канал, уж больно понравился этот усилитель, рядом с ним даже музыкальный центр дурно звучит.

Список радиоэлементов

Обозначение	Тип	Номинал	Количество	Примечание	Магазин	Мой блокнот
T1	Биполярный транзистор	КТ361Г	1	2N3906	Поиск в магазине Отрон	В блокнот
T2	Биполярный транзистор	КТ801А	1	КТ630Д, КТ602А, 2N697	Поиск в магазине Отрон	В блокнот
Т3, Т4	Биполярный транзистор	КТ803А	2	MJ480	Поиск в магазине Отрон	В блокнот
С1	Электролитический конденсатор	100 мкФ	1	Поиск в магазине Отрон	В блокнот
С2	Конденсатор	0.22 мкФ	1	Поиск в магазине Отрон	В блокнот
С3	Электролитический конденсатор	220 мкФ	1	Поиск в магазине Отрон	В блокнот
С4	Электролитический конденсатор	470 мкФ	1	Поиск в магазине Отрон	В блокнот
С5	Электролитический конденсатор	3300 мкФ	1	Поиск в магазине Отрон	В блокнот
С6	Конденсатор	0.1 мкФ	1	Поиск в магазине Отрон	В блокнот
R1	Резистор	39 кОм	1	Поиск в магазине Отрон	В блокнот
R2	Переменный резистор	100 кОм	1	Поиск в магазине Отрон	В блокнот
R3	Резистор	100 кОм	1	Поиск в магазине Отрон	В блокнот
R4	Резистор	220 Ом	1	Поиск в магазине Отрон	В блокнот
R5	Резистор	2.7 кОм	1	Поиск в магазине Отрон	В блокнот
R6	Резистор	8.2 кОм	1	Поиск в магазине Отрон	В блокнот
R7	Резистор	47 Ом	1	0.5 Вт	Поиск в магазине Отрон	В блокнот
R8	Резистор	180 Ом	1	1 Вт	Поиск в магазине Отрон	В блокнот
R9	Резистор	2.2 кОм	1	0.5 Вт	Поиск в магазине Отрон	В блокнот
R10	Резистор	10 Ом	1	1 Вт	Поиск в магазине Отрон	В блокнот
						Добавить все

Прикрепленные файлы:

Теги:

↑ От редакции

• Чувствительность усилителя по входу низкая, около 2 Вольт. Если такого источника у вас нет, то предусилитель НЕОБХОДИМ. Любой, с выходом 1-2 Вольта.
• Используйте чувствительные АС 5-10 Вт с легкими (бумага, волокна и пр.) диффузорами, как для ламповых усилителей небольшой мощности.

• Оригинальный транзистор 2SK1058 найти нынче практически невозможно. У китайцев сейчас есть предложения по 2SK1058, вот только гарантий, как обычно, нет. Можно получить битые, перемаркированные, отбракованные или вполне здоровые. Можно и нужно пробовать, но на свой риск. Обратие внимание на корпус 2SK1058 (см. выше в статье), он очень своеобразный, часть объявлений по фоткам сразу можно исключить.

Пробуйте разные варианты

, сравнивая параметры в датащитах, ищите доступный транзистор с подобными параметрами. И даже пробуйте просто на слух. За неимением 2SK1058, по при большом желании, люди собирают на неподходящих IRF530, IRF540, IRF610 и пр.

Всем Доброй Удачи!

Игорь

Схема принципиальная УМЗЧ Power Follower 99c

Сразу хочу предостеречь — включать это чудо без мало-мальских приличных радиаторов — это 100% убийство полевых транзисторов! Греется схема как небольшой масляный обогреватель. Всё-ттаки чистый А-класс.

Все три транзистора IRFP150N в каждом канале закрепил на один радиатор (один радиатор — один канал). Для этой цели использовал недавно удачно приобретенного донора «Кумир-001». Радиаторы меньших размеров, думается мне, не будут достаточно охлаждать схему.

Включил: вроде ничего не взорвалось, выставил половину напряжения на предохранителе. Подключил нагрузку (колонки S30), сигнал на вход подал со звуковой карты компьютера… И расстроился: звук хороший, активный, насыщенный, но максимум 4 Ватта на слух.

Как это часто бывает сыграла невнимательность. Огромное спасибо другу Сергею, который изучив оригинальную статью на английском языке подсказал, что схема этого оконечного усилителя не что иное, как, цитирую «усилитель тока, и коэффициент усиления по напряжению у него равен 1. Именно поэтому к нему делают специальные ламповые предусилители или на транзисторах с высоким питающим напряжением», конец цитаты.

(PDF) Технология карбида кремния для высоковольтных и сверхвысоковольтных биполярных переходных транзисторов и диодов PiN

Карбид кремния (SiC) является привлекательным материалом для высоковольтных и высокотемпературных электронных устройств благодаря широкой запрещенной зоне, высокой критическое электрическое поле и высокая теплопроводность. Биполярные устройства из карбида кремния высокого и сверхвысокого напряжения, такие как биполярные переходные транзисторы (BJT) и PiN-диоды, имеют преимущество низкого сопротивления в открытом состоянии из-за модуляции проводимости по сравнению с униполярными устройствами.Однако для того, чтобы быть полностью конкурентоспособными с униполярными устройствами, важно и дальше улучшать характеристики в закрытом и открытом состоянии, такие как напряжение пробоя, ток утечки, усиление по току общего эмиттера, переключение, плотность тока и ВКЛ. сопротивление. Чтобы достичь высокого напряжения пробоя при низком токе утечки, необходима эффективная и простая в изготовлении защита края перехода или заделка. Среди различных предлагаемых средств защиты краев соединений мощным подходом является конструкция мезы, интегрированная с удлинителями оконечных устройств соединения (JTE).В этой работе без имплантации 4H-SiC BJT двух классов напряжения, т. Е. Класса 6 кВ и класса 15 кВ, с эффективным и оптимизированным заделкой без имплантации (O-JTE) и переходом с несколькими мелкими канавками оконечные удлинители (ST-JTE) разработаны, изготовлены и охарактеризованы. Эти оконечные нагрузки обеспечивают высокую эффективность оконечной нагрузки, составляющую 92% и 93% соответственно. BJT класса 6 кВ показывают максимальное усиление по току β = 44. Для улучшения характеристик в открытом состоянии проводится всестороннее исследование геометрической конструкции.Впервые для SiC BJT представлена ​​новая геометрия ячеек (квадрат и шестиугольник). Результаты показывают значительное улучшение характеристик в рабочем состоянии из-за лучшего использования базовой области. При заданном усилении по току новая геометрия ячеек показывает на 42% более высокую плотность тока и на 21% более низкое сопротивление в открытом состоянии. Результаты этого исследования, включая оптимизированный процесс изготовления, используются в BJT класса 15 кВ, где достигнут рекордно высокий коэффициент усиления по току β = 139. Сверхвысоковольтные PiN-диоды двух классов напряжения, т.е.например, 10+ кВ с использованием осевого 4H-SiC и внеосевого 4H-SiC класса 15 кВ. O-JTE используется для PiN-диодов класса 15 кВ, а трехступенчатая ионная имплантация используется для формирования JTE в PiN-диодах 10+ кВ. Имплантация углерода с последующим высокотемпературным отжигом также выполняется для PiN-диодов 10+ кВ для увеличения срока службы. Диоды обоих типов отображают модуляцию проводимости в дрейфовом слое. В PiN-диодах 10+ кВ не наблюдается биполярной деградации.

Рисунки — загружены Арашем Салеми Автор контента

Все рисунки в этой области были загружены Арашем Салеми

Контент может быть защищен авторскими правами.

Ультра-масштабированные транзисторы MoS2 и схемы, изготовленные без нанолитографии

Масштабирование полупроводниковых устройств будущего может быть продолжено только путем разработки новых технологий нанопроизводства и атомно тонких каналов транзисторов. Здесь мы демонстрируем сверхмасштабированные полевые транзисторы (FET) MoS ₂ , реализованные методом теневого испарения, который не требует нанопроизводства. Метод позволяет производить крупномасштабные полевые транзисторы MoS ₂ с полностью закрытыми каналами длиной ~ 10 нм.Реализованные сверхмасштабируемые полевые транзисторы MoS ₂ демонстрируют очень малый гистерезис вольт-амперных характеристик, высокие токи стока до ~ 560 А · м ^-1 , очень хорошее насыщение тока стока для таких ультракоротких устройств, подпороговый размах ~ 120 мВ дек ⁻¹ , и коэффициент включения / выключения тока стока ~ 10 ⁶ в окружающей среде. Изготовленные сверхмасштабируемые полевые транзисторы MoS ₂ также используются для реализации логических вентилей в технологии истощающей нагрузки n-типа. Инверторы демонстрируют коэффициент усиления по напряжению ~ 50 при напряжении питания всего 1.5 В и могут согласовывать входной / выходной сигнал.

Масштабирование кремниевых полевых транзисторов (FET) в интегральных схемах быстро приближается к физическим пределам [1–3]. Негативное влияние эффектов короткого канала [4] на характеристики Si FET с агрессивным масштабированием (с длиной канала ~ 20 нм) в настоящее время смягчается использованием очень тонких (<10 нм) Si-каналов, обычно имеющих форму травления. плавников [5]. Дальнейшее масштабирование полевых транзисторов потребует еще более тонких каналов, что потребует атомно тонких однородных полупроводниковых каналов [6–8].Двумерные полупроводниковые материалы (например, однослойный MoS ₂ ) являются хорошими кандидатами для таких каналов, потому что они по своей природе атомарно тонкие, имеют однородную толщину и не содержат оборванных связей. Их применение в сверхмасштабных полевых транзисторах ограничено в основном проблемами изготовления, поскольку длина канала () и длина затвора ( L ) таких полевых транзисторов должны быть в масштабе 10 нм. В идеале весь канал должен быть закрыт (), чтобы исключить незащищенные (доступные) части канала.

После первой демонстрации расслоенных однослойных полевых транзисторов MoS ₂ [9] было предпринято несколько попыток интегрировать атомно тонкие каналы MoS ₂ в сверхмасштабированные полевые транзисторы. Монослой MoS ₂ , выращенный методом химического осаждения из газовой фазы (CVD), использовался в полевых транзисторах с нм, демонстрирующим токи стока A m ^-1 (нормированные на ширину канала W ), но с нм [10]. Еще более короткие длины затвора (нм) были продемонстрированы в расслоенных многослойных полевых транзисторах MoS ₂ с затворами из углеродных нанотрубок, хотя и с нанотрубками, и, следовательно, с меньшей длиной I _D ~ 25 А · м ^-1 [11].Технологическую проблему реализации сверхмасштабных полевых транзисторов можно было бы преодолеть путем изготовления полевых транзисторов с самовыравнивающимися контактами, в которых затвор перекрывает контакты истока / стока и покрывает весь канал [12]. В этом случае физическая длина затвора>, но она позволяет стробировать весь канал, т.к. Хотя такие полевые транзисторы не подходят для высокочастотных приложений из-за перекрывающихся емкостей между затвором и контактами, они могут дать представление о работе сверхмасштабированных полевых транзисторов MoS ₂ .Однако все сверхмасштабируемые полевые транзисторы MoS ₂ , которые были реализованы таким образом, были основаны на технологиях, которые не могут быть реализованы в больших масштабах. Самосборка блок-сополимеров использовалась для изготовления полевых транзисторов MoS ₂ с обратным затвором и L ~ 7,5 нм, но требовала направляющих линий Au и производила только несколько полевых транзисторов, соединенных последовательно [13]. Также были реализованы полевые транзисторы MoS ₂ с верхним затвором менее 10 нм, но только поверх трещин в Bi ₂ O ₃ [14] или на расширенных границах зерен графена [15].

Здесь мы демонстрируем 10 нм полевые транзисторы MoS ₂ , изготовленные в больших масштабах без формирования рисунка с высоким разрешением. Это было достигнуто путем изготовления длинноканальных полевых транзисторов MoS ₂ методом традиционной литографии, а затем уменьшения длины канала до 10 нм за счет теневого испарения [16–21] Au. Устройства были изготовлены на локальном заднем затворе из алюминия с ультратонким оксидом с высоким коэффициентом k (AlO _x ) для эффективного затвора всего канала (). При изготовлении использовались как многослойный расслоенный MoS ₂ , так и однослойный MoS ₂ , выращенный методом CVD.Реализованные полевые транзисторы MoS ₂ с длиной волны 10-20 нм демонстрируют небольшой гистерезис вольт-амперных характеристик в окружающей среде с током стока до А · м ^-1 (для многослойного многослойного MoS ₂ ) и подпороговым размахом мВ дек ^{— 1} (для CVD-выращенного монослоя MoS ₂ ). Мы также реализовали цифровые инверторы с обедняющей нагрузкой n-типа с полевыми транзисторами 10 нм MoS ₂ , которые продемонстрировали высокий коэффициент усиления по напряжению () и согласование входных / выходных сигналов.

Изготовление сверхмасштабных полевых транзисторов MoS ₂ схематично показано на рисунке 1.В случае многослойного расслоенного MoS ₂ тонкий (25 нм) слой Al сначала напыляли на стандартную подложку SiO ₂ / Si (рисунки 1 (a) — (b)). Изображение одной такой подложки, полученное с помощью атомно-силовой микроскопии (АСМ), показано на вспомогательном информационном рисунке S1 (stacks.iop.org/TDM/7/015018/mmedia). Затем подложку подвергали воздействию воздуха, чтобы сформировать естественный оксид (AlO _x ) на верхней поверхности Al [10, 12]. Слой собственного оксида имел толщину нм и использовался в качестве изолятора затвора.На следующем этапе MoS ₂ был расслоен поверх стека затворов AlO _x / Al (рисунок 1 (c)). Чтобы уменьшить перекрытие между контактами затвора и истока / стока, пакет затвора был затем частично вытравлен, кроме областей, поддерживающих чешуйки MoS ₂ (рисунок 1 (d)). В случае однослойных полевых транзисторов MoS ₂ , выращенных методом химического осаждения из паровой фазы, на первом этапе был уже сформирован узор (рисунок 1 (e)), а затем CVD MoS ₂ был перенесен наверх (рисунок 1 (f)).Затем канал полевого транзистора был определен путем травления CVD MoS ₂ (рисунок 1 (g)).

Увеличить Уменьшить Сбросить размер изображения

Рис. 1. Схема этапов изготовления, используемых для реализации 10-нм полевых транзисторов MoS ₂ . (а) Устройства изготовлены на стандартных подложках SiO ₂ / Si. (b) В случае многослойного расслоенного MoS ₂ вся поверхность подложки была покрыта тонким слоем алюминия, нанесенного электронно-лучевым (электронно-лучевым) испарением.Тонкий слой естественного оксида (AlO _x ) формировался на верхней поверхности Al после того, как образец подвергался воздействию окружающего воздуха. (c) MoS ₂ расслоился поверх слоя AlO _x / Al. (d) Локальный задний затвор был определен после травления пакета затворов AlO _x / Al вокруг отслоившихся чешуек MoS ₂ . (e) В случае монослоя MoS ₂ , выращенного методом CVD, структура затвора была определена на первом этапе путем формирования рисунка и отрыва Al.Как и в (b), стопка затвора была сформирована путем воздействия на образцы воздуха окружающей среды. (f) CVD MoS ₂ был перенесен на весь чип. (g) CVD MoS ₂ травили для определения канала. (h) Формирование рисунка и отрыв использовались для определения толстых контактов истока и стока из золота толщиной h поверх структур, реализованных в (d) или (g). (i) Нанозазор длиной L образовался рядом с контактом, который затеняет канал MoS ₂ от материала, испаренного под углом к ​​вертикальной оси образца.

Загрузить рисунок:

Стандартный образ Изображение высокого разрешения

В обоих случаях контакты истока и стока, разделенные расстоянием ~ 1 м, впоследствии были изготовлены с помощью стандартной литографии с напылением толстого слоя (толщиной h = 60 нм) Au (рисунок 1 (h)). На заключительном этапе тонкий (22 нм) слой Au был испарен под наклоном, чтобы создать небольшой зазор рядом с контактами [18–21], который затеняет каналы MoS ₂ (рисунок 1 (i)). Размер зазора контролировался углом испарения и толщиной исходных контактов истока и стока ( h ).Следовательно, разрешение начального литографического процесса, использованного для изготовления исходных контактов истока и стока, не оказало никакого влияния на размер зазора. Таким образом были реализованы зазоры длиной L = от 10 до 20 нм.

На рисунке 2 (a) показан нанозазор между контактами истока и стока в одном из расслоенных многослойных полевых транзисторов MoS ₂ сразу после теневого испарения (изображения с большой площадью показаны на рисунках S2 и S3, а наклонные изображения на рисунке S4. ).Края контактов, определяющих зазор, не являются идеально гладкими из-за неизбежных дефектов профиля проявленного резиста (используемого в литографическом процессе для определения исходных контактов истока и стока) и конечного размера зерна напыленной пленки Au. Эти недостатки ограничивают минимальный размер зазора ~ 8 нм в контактах, реализованных на вспученном MoS ₂ . При меньших размерах зазора (на рисунке S5 показан зазор 5 нм) материал, выступающий через зазор (как в обведенной части зазора, показанной на рисунке 2 (a)), может слиться и закоротить контакты.Даже если они не подключены (как на рисунке 2 (а)), такие выступы ухудшают электрические свойства полевых транзисторов из-за паразитных туннельных токов, протекающих между ними. Обычно это проявляется в уменьшении отношения включения / выключения (рисунок 2 (c)).

Увеличить Уменьшить Сбросить размер изображения

Рис. 2. Нанозазор и измерения многослойного расслоенного MoS ₂ полевых транзисторов. (а) Изображение, полученное с помощью сканирующей электронной микроскопии (СЭМ), наноразмерной щели размером ~ 8 нм, разделяющей контакты истока и стока.Верхний (тонкий) контакт был получен электронно-лучевым испарением Au, затененным нижним (толстым) контактом, создающим нанозазор. Кружком обозначены выступы, отвечающие за туннелирование через зазор. Полевой транзистор был изготовлен на основе слоистого материала MoS ₂ толщиной ~ 6 нм (рисунок S3). (б) Тот же нанощель после термического отжига. В процессе отжига расплавляются острые выступы, которые диффундируют к массивному металлу, делая нанозазор более однородным, что можно увидеть в обведенной области. (c) Передаточные характеристики полевого транзистора, показанные на (a) и (b), до (синяя линия) и после (красная линия) отжига, измеренные при V.Несмотря на удаление участков туннелирования, ток включения увеличивается почти в три раза за счет уменьшения контактного сопротивления [9]. Отношение включения / выключения тока стока улучшается на два порядка, а подпороговое колебание уменьшается с 250 мВ дек. ^-1 до 180 мВ дек. ^-1 после термического отжига. (г) Выходные характеристики того же многослойного полевого транзистора MoS ₂ после отжига. Значения напряжения затвор-исток составляют 2,7 В (показаны два измерения), 2,5 В и находятся в диапазоне от -1 В до 2 В (с шагом 0.2 В). Несмотря на большое значение и, ток утечки затвора не влияет на ток стока (рисунок S7).

Загрузить рисунок:

Стандартный образ Изображение высокого разрешения

Электрические свойства полевых транзисторов были улучшены за счет термического отжига. На рис. 2 (б) показан тот же участок нанозазора, что и на рис. 2 (а), после отжига в вакууме. Несоединенные выступы имеют тенденцию отступать к соответствующим контактам при отжиге, о чем свидетельствует обведенная часть зазора на рис. 2 (b).Хотя это немного увеличивает минимальный размер зазора до ~ 10 нм на расслоенном MoS ₂ , это также значительно снижает туннельные токи и улучшает электрические свойства полевых транзисторов, как показано на рисунке 2 (c). Отожженные полевые транзисторы показали в ~ 10 раз меньший выходной ток стока (из-за уменьшения туннелирования), но также и более высокий ток стока, поскольку отжиг снижает контактные сопротивления истока и стока [9]. Это привело к примерно в 100 раз большему коэффициенту тока стока (который увеличился с 10 ³ до 10 ⁵ ) и меньшему подпороговому размаху после отжига.

Выходные кривые неотожженных полевых транзисторов показали очень плохое насыщение тока стока (рисунок S6) из-за паразитных туннельных токов, которые текут параллельно току стока канала. С другой стороны, отожженные полевые транзисторы показали очень хорошее насыщение для таких коротких устройств с выходной проводимостью S m ^-1 (нормированной на ширину канала W ), как показано на рисунке 2 (d) для V. измеренный ток стока составлял до А · м ^-1 , что является наивысшим током стока для многослойных полевых транзисторов MoS ₂ в воздушной среде на сегодняшний день, учитывая, что многослойные полевые транзисторы обычно имеют более высокий ток, чем однослойные полевые транзисторы [10, 15 , 22–30].Наибольшая крутизна составляла S m ⁻¹ при V и V (рисунок 2 (d)), в то время как наибольшее собственное усиление транзистора было на всех выходных кривых. Измеренная крутизна дает внешнюю полевую подвижность см ² В ^-1 с ^-1 . Эта расчетная подвижность мала, потому что она включает вклад контактного сопротивления, как описано в разделе «Методы». Несмотря на небольшую внешнюю подвижность, крутизна сравнима с крутизной графеновых полевых транзисторов с длиной затвора ~ 1 м [31] из-за очень короткого канала, используемого здесь.

Предполагаемая внешняя подвижность в многослойных слоистых MoS ₂ полевых транзисторах сравнима с таковой для короткоканальных устройств, изготовленных из расслоенного монослоя MoS ₂ [14]. Однако многослойный MoS ₂ не может полностью повторить шероховатость поверхности затвора (рисунок S8). Это уменьшило прямой контакт между каналом MoS ₂ и затвором, что уменьшило емкость затвора. Уменьшенная емкость затвора приводит к большему, чем ожидалось [10, 13, 14, 32] подпороговому размаху (мВ дек. ^-1 ) и снижению барьера, вызванному стоком (~ 230 мВ В ^-1 ).

Ультрамасштабные полевые транзисторы также были изготовлены из CVD-выращенного монослоя MoS ₂ [33]. Минимальный размер зазора в таких полевых транзисторах составлял от 10 до 20 нм (рисунки 3 (а) и S9), что было больше, чем у расслоенных полевых транзисторов MoS ₂ . Мы обнаружили, что использование CVD MoS ₂ требовало больших начальных зазоров, поскольку отжиг был менее эффективным в устранении выступов контакта на CVD MoS ₂ . Вероятно, это связано с закреплением выступов на дефектах материала, выращенного методом CVD, и шероховатостью, лежащей в основе затвора (которая имеет большее влияние на шероховатость поверхности монослоя CVD по сравнению с расслоенным многослойным MoS ₂ ).Однако было обнаружено, что однослойные полевые транзисторы MoS ₂ CVD имеют большее соотношение включения / выключения тока стока (~ 10 ⁶ ) и меньший подпороговый размах (мВ дек ^-1 ) по сравнению с расслоенными многослойными полевыми транзисторами MoS ₂ ( рисунок 3 (а)). Это связано с большей шириной запрещенной зоны монослоя MoS ₂ по сравнению с многослойным MoS ₂ и немного большей длиной затвора полевых транзисторов, выращенных методом CVD. Использование материала, выращенного методом CVD, также позволило производить крупномасштабные полевые транзисторы, что было невозможно с расслоенным материалом.Однако существуют ограничения при крупномасштабном производстве полевых транзисторов, как описано в разделе о методах и на рисунке S10.

Увеличить Уменьшить Сбросить размер изображения

Рис. 3. Электрические характеристики 20-нм CVD-выращенного монослоя MoS ₂ полевых транзисторов. (a) Передаточная характеристика полевого транзистора, показанная на вставке, измеренная при V. Ток утечки затвора не влиял на подпороговое колебание, но он отвечал за постоянный ток стока для V (рисунок S11).На вставке показано СЭМ-изображение CVD-монослоя полевого транзистора MoS ₂ с длиной канала 20 нм. (b) Прямые и обратные выходные характеристики одного и того же полевого транзистора, измеренные при напряжениях затвор-исток в диапазоне от -0,8 В до 2,8 В с шагом 0,4 В.

Загрузить рисунок:

Стандартное изображение Изображение высокого разрешения

Наибольший измеренный ток стока в полевых транзисторах MoS ₂ с CVD-слоем был равен ⁻¹ А · м (рисунок 3 (b)), что сопоставимо с самым высоким током стока, зарегистрированным для таких полевых транзисторов [10], хотя последние были полученные импульсными измерениями в вакууме; здесь измерения проводились на воздухе без импульсных напряжений.Наибольшая крутизна была См ^-1 при V и V (рисунок 3 (b)), что предполагает внешнюю полевую подвижность см ² В ^-1 с ^-1 . В этом случае подвижность была ниже, чем у расслоенных многослойных полевых транзисторов, из-за дополнительной стадии обработки, используемой для переноса MoS ₂ с ростовой подложки на локальные задние вентили. Этот процесс (описанный в разделе о методах) не требуется для полевых транзисторов с верхним затвором, которые были изготовлены непосредственно на ростовой подложке [10], и он ухудшил качество перенесенного монослоя CVD MoS ₂ .

Ультрамасштабируемые полевые транзисторы MoS ₂ были использованы для реализации логических вентилей в технологии истощающей нагрузки n-типа. На рисунке 4 (а) показаны статические характеристики передачи напряжения многослойного инвертора MoS ₂ с расслоением. В большинстве реализованных полевых транзисторов пороговое напряжение было слегка отрицательным (В), что приводило к слабой проводимости полевого транзистора нагрузки (верхний полевой транзистор в инверторе на рисунке 4 (а)), в котором V. Кроме того, V приводит к пороговому значению. напряжение логических вентилей <. Таким образом, при достаточно больших положительных входных напряжениях (В) полевой транзистор драйвера (нижний полевой транзистор в инверторе) был намного более проводящим, чем полевой транзистор нагрузки, и выходное напряжение было примерно равно нулю, что приводило к работе с железнодорожным потоком.Малая проводимость полевого транзистора нагрузки и хорошее насыщение полевых транзисторов привели к резкому падению выходного напряжения при увеличении входного напряжения (при V). Это привело к большому коэффициенту усиления по напряжению ~ –50 (рисунок 4 (b)), который очень высок для таких коротких устройств.

Увеличить Уменьшить Сбросить размер изображения

Рис. 4. Ультрамасштабные инверторы из вспученного многослойного MoS ₂ по технологии истощения нагрузки.(a) Статические характеристики передачи напряжения (выходное напряжение в зависимости от входного напряжения) инвертора при трех различных напряжениях источника питания 0,5 В, 1 В и 1,5 В. На вставке показана схема инвертора. (б) Расчетное усиление низкочастотного напряжения. (c) Формы цифровых сигналов, измеренные в инверторе, передаточная характеристика статического напряжения которого показана на рисунке S12. Осциллограммы демонстрируют возможности согласования входных / выходных сигналов инвертора. Тактовая частота входного сигнала составляет 2 кГц.

Загрузить рисунок:

Стандартный образ Изображение высокого разрешения

Пороговое напряжение логических вентилей, которое было ниже, препятствовало согласованию между входными и выходными сигналами, несмотря на очень высокий коэффициент усиления по напряжению. Кроме того, текущие возможности управления нагрузочным полевым транзистором были значительно уменьшены из-за его плохой проводимости. Как следствие, реализованные логические элементы не могли синхронизироваться выше нескольких Гц, что типично для этого типа нагрузочных полевых транзисторов [34]. Эта проблема была преодолена за счет использования полевых транзисторов с более проводящей нагрузкой на V, т.е.е. нагрузочные полевые транзисторы с более отрицательным пороговым напряжением. Это продемонстрировано на рисунке 4 (c), где показаны цифровые формы сигналов, измеренные в одном из инверторов, в котором полевой транзистор нагрузки имел V. Из-за лучшей проводимости полевого транзистора нагрузки выходное напряжение снижалось медленнее по мере увеличения входного напряжения. сдвиг порогового напряжения логических вентилей на ~ (рисунок S12). Хотя это уменьшило усиление напряжения и размах выходного напряжения (и, следовательно, увеличило рассеиваемую статическую мощность), это позволило согласовать сигнал, как показано на рисунке 4 (c).Кроме того, была достигнута более высокая рабочая частота по сравнению с частотой логических вентилей с высоким коэффициентом усиления и полевых транзисторов с низкой проводимостью [34], как показано на рисунке 4 (c). Однако эта частота все еще намного меньше, чем частота среза полевых транзисторов с высокой проводимостью (рисунок S13).

Мы продемонстрировали простой и масштабируемый метод изготовления полевых транзисторов MoS ₂ с ультракоротким каналом, не требующий нанолитографии. Этот метод является общим (то есть может применяться к любому каналу полупроводникового транзистора) и основан на затенении испаренного материала стандартными предварительно изготовленными контактами истока и стока.Мы реализовали как расслоенные многослойные, так и выращенные методом CVD монослойные полевые транзисторы MoS ₂ , в которых весь канал транзистора длиной от 10 до 20 нм был закрыт. Реализованные полевые транзисторы MoS ₂ демонстрируют хорошее насыщение тока стока, демонстрируя подавление эффектов короткого канала в атомарно тонких транзисторах. Ультрамасштабные полевые транзисторы MoS ₂ использовались для реализации логических вентилей в технологии обедняющей нагрузки n-типа с коэффициентом усиления по напряжению ~ -50. Нагрузочные полевые транзисторы с более мощным приводом использовались для улучшения рабочей частоты и согласования сигналов логических вентилей за счет усиления по напряжению.Компромисс между скоростью и усилением по напряжению демонстрирует необходимость реализации сверхмасштабированных полевых транзисторов в будущей дополнительной технологии металл-оксид-полупроводник (например, MoS ₂ ).

Вырожденно легированные кремниевые чипы с термически выращенным SiO толщиной 290 нм. ₂ были использованы при изготовлении полевых транзисторов MoS ₂ сверхмасштабного размера. Перед нанесением задних элементов из алюминия подложки тщательно очищали в ацетоновой ванне и промывали изопропанолом.Затворы были изготовлены термическим испарением 25 нм Al в электронно-лучевом испарителе при базовом давлении мбар. После осаждения Al образцы выдерживали на воздухе в течение суток для окисления верхней поверхности Al. Это создало стек затворов Al / AlO _x с емкостью оксида затвора F cm ⁻² [10, 35]. Хотя такой естественный оксид затвора имеет большую шероховатость поверхности, чем нижележащая подложка SiO ₂ (рисунок S1), мы обнаружили, что ток утечки затвора не влиял на ток стока (рисунки S7 и S11), если сохранялось напряжение оксида затвора. ниже 2.8 В. Типичное напряжение пробоя оксида затвора составляло ~ 2,9 В.

При изготовлении использовались как расслоенный многослойный, так и выращенный методом CVD монослой MoS ₂ . Микромеханическое отшелушивание MoS ₂ (расходные материалы SPI) было выполнено методом скотча непосредственно на подложках, на которых было предварительно испарено 25 нм Al (рисунок 1 (c)). После расслоения хлопья MoS ₂ были обнаружены с помощью оптического микроскопа и затем исследованы с помощью АСМ (Veeco Innova) для определения толщины чешуек.Из-за плохого контраста MoS ₂ на Al было невозможно обнаружить монослой MoS ₂ , и поэтому при изготовлении устройства использовались чешуйки толщиной от 5 до 15 нм.

MoS ₂ был выращен непосредственно на SiO ₂ методом CVD с твердым источником [27]. В частности, SiO ₂ обрабатывали гексаметилдисилазаном, а затем декорировали ~ 25 л 100 М тетракарбоновой соли перилен-3,4,9,10 тетракарбоновой кислоты (PTAS). Подложку помещали лицевой стороной вниз в тигель из оксида алюминия с ~ 0.5 мг порошка MoO ₃ и загружают в трубчатую печь на 30 см ниже по потоку от ~ 100 мг порошка S. Из трубки откачивали воздух, продували газообразным аргоном и возвращали давление до атмосферного. Температуру увеличивали до 850 ° C и выдерживали в течение 15 мин с потоком 30 куб.см аргона перед охлаждением до комнатной температуры. После выращивания CVD MoS ₂ был перенесен с ростового субстрата на конечный субстрат, содержащий предварительно сформированные ворота (рис. 1 (f)). Из-за сильной адгезии выращенного методом CVD MoS ₂ к ростовой подложке для переноса на конечную подложку потребовалось испарение 60 нм Au [36, 37] на MoS ₂ и центрифугирование полиметилметакрилата. ) (ПММА) поверх Au.Полученная стопка PMMA / Au / MoS ₂ была снята с ростового субстрата с помощью полидиметилсилоксанового штампа (PDMS). После того, как пакет PMMA / Au / MoS ₂ был отсоединен от ростовой подложки, он был помещен на окончательную подложку. Там всю стопку нагревали до 160 ° C в течение 5 минут, чтобы удалить штамп PDMS. Затем ПММА удаляли в ацетоновой бане с последующим травлением Au с использованием раствора KI: I (Sigma Aldrich). После травления Au канал MoS ₂ был определен путем плазменного травления с использованием SF ₆ (базовое давление 80 мбар, скорость потока 10 sccm и мощность 50 Вт) в течение 25 с.Больший гистерезис и меньшая подвижность в монослойных полевых транзисторах MoS ₂ , выращенных методом CVD, были приписаны повреждающему эффекту процедуры переноса.

Все моделирование было выполнено методом электронно-лучевой литографии (Raith eLINE) при 10 кВ с использованием различных типов ПММА (молекулярная масса от 250 000 до 950 000) в качестве резисторов электронного пучка. Однако формирование рисунка с высоким разрешением не потребовалось, поскольку изначально изготовленные контакты имели размер ~ 1 м. Любой другой метод с низким разрешением (например, обычная оптическая литография) также мог быть использован при изготовлении исходных контактов.

В случае расслоенного MoS ₂ , Al, окружающий хлопья MoS ₂ , был вытравлен (рисунок 1 (d)), чтобы уменьшить перекрытие между контактами затвора и истока / стока, то есть для уменьшения тока утечки затвора. и паразитарные компоненты. Гидроксид тетраметиламмония использовали в течение 15 с для полного травления 25 нм Al. После травления образец Al выдерживали в ацетоне в течение 2 ч для удаления маски из ПММА.

Исходные контакты истока и стока из золота толщиной 60 нм (рис. 1 (h)) были изготовлены путем испарения золота при нормальном падении в электронно-лучевом испарителе при базовом давлении ~ мбар.После изготовления первоначальных толстых контактов из золота был использован второй процесс литографии для определения рисунка тонких контактов из золота (рис. 1 (i)). Более тонкий слой Au (22 нм) был нанесен в том же электронно-лучевом испарителе, но на этот раз образцы были наклонены относительно направления испаренного Au. Направленность процесса испарения электронного луча эффективно увеличивает затенение [38, 39] как от резиста, так и от толстых контактов, что приводит к наклонному профилю контактов, как показано на рисунке S4.

Изготовление устройства производилось параллельно, т.е. все полевые транзисторы на пластине были изготовлены одновременно. Однако успешное крупномасштабное производство полевых транзисторов также требует поддержания постоянной длины затвора по всей пластине. На однородность длины затвора влияет однородность толщины начальных толстых контактов, нанесенных электронно-лучевым испарением [40]. Равномерность длины затвора, используемая в нашем технологическом процессе, показана на рисунке S10, который демонстрирует, что для лучшей однородности требуется более гладкая подложка.Следовательно, успешное крупномасштабное производство полевых транзисторов потребует очень плавного нанесения материала затвора, например осаждением атомного слоя.

После изготовления нанозазоров образцы отжигали при 250 ° C в вакууме (давление <мбар) в течение 1 ч. Отжиг очистил нанозазоры от выступов и улучшил контакт металла с MoS ₂ . Термический отжиг проводился в вакууме, чтобы предотвратить повреждение MoS ₂ кислородом или влажностью при более высокой температуре.Образцы нагревали до 250 ° C со скоростью 10 ° C мин. ^-1 . После отжига образцы самопроизвольно охлаждались до комнатной температуры в вакууме.

Внешняя полевая подвижность оценивалась по измеренным кривым переноса. Мы изготовили как длинные (m), так и короткие (nm) многослойные полевые транзисторы MoS ₂ из расслоенного канала на глобальном заднем затворе SiO ₂ / Si в качестве эталона. Мы обнаружили, что типичная внешняя подвижность в длинноканальных полевых транзисторах на SiO ₂ составляла ~ 55 см ² В ^-1 с ^-1 с уменьшением до ~ 4 см ² В ^-1 с ^-1 в короткоканальных полевых транзисторах.Причиной такой малой внешней подвижности в устройствах с короткими каналами является контактное сопротивление, которое сравнимо с сопротивлением коротких каналов. Полученное значение ~ 4 см ² В ^-1 с ^-1 на SiO ₂ было близко к ~ 3 см ² В ^-1 с ^-1 , полученное в короткоканальных устройствах. на AlO _x .

Все электрические измерения проводились в воздушной среде на зондовых станциях FormFactor EP6 и Summit 11000.Электрические характеристики полевых транзисторов и инверторов были выполнены источниками-измерителями Keithley 2611B, функциональным генератором (Tektronix AFG 3022B) и осциллографом (Keysight DS09064A). Небольшой гистерезис в образцах был следствием адсорбции воды из влаги в воздухе [41–43] и ловушек заряда в оксиде затвора [44]. СЭМ-визуализацию выполняли в Raith eLINE при 10 кВ. Инверторы были реализованы путем внешнего подключения изготовленных полевых транзисторов.

Благодарим Алексея Федорова за поддержку с термическим отжигом.Это исследование было поддержано грантом ЕС h3020 Graphene Flagship Core 2 № 785219. RWG выражает признательность за поддержку со стороны исследовательского сообщества NSF в рамках гранта № DGE-1656518. KS выражает признательность за частичную поддержку программы Stanford Graduate Fellowship (SGF) и Graduate Research Fellowship NSF в рамках гранта № DGE-114747.

Цвет транзистора класса A JFT — записывающее оборудование для самостоятельного изготовления

Плотная музыкальная насыщенность, сияющая на любом источнике.

Часть волшебства старинных твердотельных устройств заключается в том, что, поскольку транзисторы были дорогими, они использовали как можно меньше, поэтому каждому приходилось работать усерднее.А когда транзисторы работают на пределе своих возможностей, они начинают красиво искажаться. JFT Color разработан в соответствии с этой философией: выбирайте транзисторы с прекрасным звучанием, а затем заставляйте их работать очень усердно.

JFT использует две стадии насыщения класса A для создания сложного, многослойного характера. На первом этапе NOS JFET генерирует асимметричные искажения, ограничивая нижнюю часть формы волны, но не верхнюю. Этот тип насыщения, связанный с триодными лампами, сгущает и нагревает сигнал, сохраняя его целостность.На втором этапе пять транзисторов образуют примитивный дискретный операционный усилитель, работающий на грани нестабильности. На этом этапе применяется тонкий слой гармоник, которые придают цвету «законченный» звук.

Улучшения MKII

В 2019 году, чтобы отпраздновать пятилетие Color Format, мы изменили дизайн первых трех цветов, 15IPS, CTX и JFT, чтобы использовать только дискретные транзисторные схемы класса A. Вы можете думать об этом как о противоположности обновлению — мы вернули технологию Цветов к концу 60-х годов.В результате получается подлинный винтажный образ, более тонкий и утонченный.

Характеристики

• Дискретная схема насыщения класса A
• Транзистор NOS 2SK170 для музыкальных ламповых гармоник
• Совместимость с цветовым форматом
• Синий PCB
• Полная пошаговая инструкция по сборке и гарантированная поддержка

Реальные аналоговые плагины.

Color — это новый формат аналогового аудиооборудования, разработанный для сообщества DIY.Мы взяли наши любимые аналоговые схемы и поместили их на небольшие, доступные по цене и заменяемые модули.

Цветовой формат состоит из цветов и палитр:

Цвета — это сверхкомпактные съемные блоки аналоговых схем, передающие различные типы аналогового цвета. Ознакомьтесь с нашим постоянно растущим выбором цветов. Цвета могут быть созданы и выпущены кем угодно.

Палитры предоставляют элементы управления, питания и схемы поддержки для цветов.В настоящее время мы предлагаем палитру Color 500 и микрофонный предусилитель CP5 с цветной подсветкой.

Ab initio перспектива сверхмасштабируемой КМОП от основы 2D-материала до динамически легированных транзисторов

Структура устройства и методология

Схема исследуемых однослойных (1 ML) полевых МОП-транзисторов с двойным затвором (DG) показана на рис.1. Используется внутренний канал длиной L . Области удлинения истока и стока (S&D) легированы концентрацией N _SD .Предполагается крутой профиль стыка. Оксид затвора HfO ₂ толщиной 2 нм имеет относительную диэлектрическую проницаемость ε _R = 15,6 и эквивалентную толщину оксида (EOT) = 0,5 нм. Работа выхода напряжения смещения затвора, В _G , обычно регулируется для достижения фиксированного значения I _OFF при В _G = 0 В. Оксид спейсера с низким K с ε _R = 4 окружает удлинители S&D. Омические контакты предполагаются со смещением S&D В _S = 0 В и В _D соответственно.

Рис. 1: Схематический вид полевого МОП-транзистора с двумя затворами, канал которого выполнен из одного из изученных здесь однослойных 2D-материалов.

Легированный контакт, оксиды (области затвора и спейсера), а также основные параметры устройства показаны на рисунке. Атомная структура, изображенная на этом рисунке, представляет собой структуру TMD, здесь это HfS ₂ , с атомом металла (Hf) в центре, зажатым между двумя атомами халькогена (S) вверху и внизу.

Первым шагом к моделированию переноса данного материала является релаксация геометрии примитивной элементарной ячейки из первых принципов с последующим расчетом электронной структуры.Мы использовали пакет DFT Quantum ESPRESSO ²⁰ и приближение обобщенного градиента с обменно-корреляционным функционалом optB86b ²¹ . Затем волновые функции Блоха преобразуются в максимально локализованные функции Ванье (MLWF), обычно центрированные на ионах, с помощью пакета wannier90 ²² . Рисунок 2 демонстрирует применимость нашего представления MLWF для случая трех 2D материалов, изученных здесь. Полученная в результате информация о суперячейке, включая атомы и положения MLWF, векторы решетки, а также элементы локализованной матрицы гамильтониана, используются ATOMOS в качестве строительных блоков для создания полной атомной структуры устройства и матрицы гамильтониана.Затем выполняются расчеты переноса с использованием формализма NEGF ^23,24 в реальном пространстве, включая электрон-фононное (e-ph) рассеяние в самосогласованном борновском приближении ²⁵ . Более подробную информацию можно найти в разделе о методах.

Рис. 2: Зонная структура, вычисленная с помощью QUANTUM ESSPRESSO с использованием плоско-волнового ДПФ и с помощью ATOMOS с использованием ванниеризованного гамильтониана.

Ленточная структура для a a монослой WS ₂ (2H-фаза) b a монослой HfS ₂ (1T-фаза) и c a монослой ZrS ₂ (1T-фаза).На вставках также показана атомная структура и выбранные направления декартовых осей для различных суперъячеек.

Требования к транспортной модели для скрининга 2D-материала

Сначала мы сосредоточимся на оценке физики и производительности устройства из 2D-материала с внутренним монослоем (1 ML) с использованием нашей модели DFT-NEGF. Цель состоит в том, чтобы найти значимый верхний предел для выявления тенденций и отобрать наиболее перспективных кандидатов для масштабируемых приложений CMOS. Изучив список существующих TMD и других 2D-материалов, мы предварительно выбрали пять TMD ^13,15,17 , а также P ₄ ^16,17 , благодаря их соответствующим электронным и транспортным свойствам (диапазон структура, фононные свойства, стабильность материала) и / или экспериментальное значение.Что касается TMD, мы сосредоточимся здесь на MoS ₂ , WS ₂ и WSe ₂ в тригонально-призматической (2H) фазе, поскольку эти материалы являются одними из наиболее изученных и опытных экспериментально. Мы также сосредотачиваемся на менее изученных TMD HfS ₂ и ZrS ₂ (в их наиболее стабильной октаэдрической, 1T, фазе), поскольку их зонная структура указывает на лучшие транспортные свойства (более высокий ток возбуждения), при сохранении достаточно высокого ширина запрещенной зоны и сбалансированные свойства ^15,17 , чтобы ожидать хороших токов в закрытом состоянии при масштабированной длине затвора.Наконец, вольт-амперные характеристики P ₄ также будут исследованы здесь из-за большого внимания и ожиданий, вызванных этим материалом в недавней литературе ¹⁶ .

Неатомистические модели, такие как эффективные массы (EM) и производные упрощенные двухполосные модели NEGF, хотя и широко используются ^26,27,28 из-за их более широкой доступности и сильно сниженных вычислительных затрат, как правило, неточны для моделирования 2D материалы. На рис.3 можно увидеть, что, хотя разумное соответствие самой нижней части зонной структуры может быть получено для WS ₂ с использованием гамильтоновой модели эффективной массы (рис.3б) ток сильно завышен (рис. 3а). Это связано с сочетанием двух фактов. Во-первых, из-за своей специфической зонной структуры, например, многие TMD (в частности, в зоне проводимости, состоящей из атомов W или Mo) имеют узкие энергетические долины с прерывистыми профилями плотности состояний, DoS, которые не фиксируются упрощенными зонные модели (например, см. рис. 3b, где первая долина зоны проводимости WS ₂ представляет собой узкую долину с энергетической протяженностью <0,6 эВ в направлении KΓ) ²⁹ .Во-вторых, в чрезвычайно тонком материале для точного определения положения центра тяжести заряда требуется полная атомистическая обработка того, как заряд распределяется в 2D-слоях. Для случая, показанного на рис. 3a, как это обычно бывает в TMD, ~ 90% заряда находится на атоме металла (W), который находится в середине, а не на поверхностных атомах халькогенида (S) (рис. 1). Эта информация теряется в неатомистической модели, и получается однородное распределение заряда с центром тяжести ближе к поверхности.Модель эффективной массы также не может точно предсказать SDT, следовательно, подпороговые характеристики устройства (рис. 3a), что является решающим эффектом для режима длины затвора менее 10 нм, когда предполагается, что 2D-материалы будут использоваться для CMOS. . Наконец, используя эти приблизительные модели EM и производные 2-полосные модели NEGF, было оценено, что двухслойное устройство DG может обеспечивать больший ток возбуждения, чем устройство 1 ML для приложения ^{27 HP-CMOS с длиной волны менее 10 нм, 28} . Наши результаты DFT-NEGF, однако, показывают, что предпочтительнее использовать материал объемом 1 мл, который является основным предметом данной статьи (более подробную информацию можно найти в дополнительном примечании 1).Поэтому для получения точных результатов необходимо полнодиапазонное моделирование атомистического переноса, такое как представленные здесь результаты DFT-NEGF.

Рис. 3: ДПФ и подобранная модель эффективной массы (ЭМ).

a Ток стока – напряжение затвора, I _D ( В _G ), характеристики L = 5 нм 1ML-WS ₂ -DG nMOSFET, рассчитанные с помощью DFT и подобранная электромагнитная модель (включая две первые впадины, показанные на рис. 3b). В _D = 0.6 V. b Вычисленная DFT полосная структура вокруг E _C (синяя линия) и которая соответствует 1-й впадине (с центром в точке K ) изотропная эффективная масса = 0,4 м ₀ ( красные звезды), м ₀ — масса свободного электрона. Несмотря на то, что хорошее согласие между моделями структуры EM- и DFT-полосы достигается в районе E _C , модель EM-NEGF сильно переоценивает ток в устройстве _. Вторая долина (расположенная между K и Γ) также была оборудована ЭМ 0,9 м ₀ и включена в модель NEGF с эффективной массой.

Однако оказывается, что для 2D-материалов баллистические полнополосные модели переноса недостаточно точны даже при длине затвора всего 5 нм. Аргумент, который часто используют очень короткие L для оправдания баллистической транспортировки в обычных транзисторах из трехмерных материалов, здесь не верен. В 2D-материалах с узкими впадинами эффекты фильтрации впадин обычно сильно снижают баллистический ток, и эффекты неупругого рассеяния должны быть включены для восстановления тока в устройстве ^29, , как показано на рис.4а для двухслойного транзистора WS ₂ . В других случаях, как для черного фосфора, сильные оптико-фононные моды могут значительно снизить ток по сравнению с баллистическим случаем (рис. 4b). Таким образом, полнодиапазонная диссипативная атомистическая обработка, представленная здесь, необходима для получения точного и значимого верхнего предела устройств с 2D-материалами. Этот верхний предел все еще может быть далек от сегодняшней реальности, поскольку мы пренебрегаем взаимодействием с окружающей средой (например, контактным сопротивлением, окружающими оксидами …) и дефектами, которые обычно сильно присутствуют в современных экспериментальных устройствах ^13,16,19 .Тем не менее, он дает представление о фундаментальном потенциале такой технологии по мере ее развития ^19,30 .

Рис. 4: Влияние электрон-фононного рассеяния в транзисторах из 2D-материала.

a I _D ( V _G ) Характеристики двухслойного WS ₂ -DG nMOSFET L = 14 нм, рассчитанные с помощью DFT-NEGF с e-ph. В _D = 0,7 В. Как q. V _D больше, чем ширина двухслойной первой впадины, электроны 1-й впадины не могут баллистически перемещаться из канала в сток, и баллистический ток уменьшается по сравнению со случаем с рассеянием. b I _D ( V _G ) характеристики L = 5 нм, 1ML-P ₄ -DG nMOSFET, вычисленные с помощью DFT-NEGF с e-ph. В _D = 0,6 В. Из-за сильной оптико-фононной связи ( D _OP = 170 мэВ / нм, ħω ₀ = 32 мэВ) ⁴³ ток возбуждения значительно падает при включении e-ph, несмотря на очень малую длину канала. I _ВЫКЛ = 10 нА / мкм.ΓY (зигзагообразная) ориентация канала.

Рассчитанные DFT параметры и свойства материала

Дополнительная таблица 1 (в дополнительном примечании 2) дает размеры элементарной ячейки в расслабленном состоянии и ширину запрещенной зоны, которые мы получили для исследуемых здесь TMD. Они хорошо согласуются с другими расчетами DFT в литературе ^15,17 и экспериментальными результатами (http://www.hqgraphene.com/All-Semiconductors.php).

Из нашего моделирования NEGF мы также извлекли концентрацию электронов или дырок в зависимости от уровня Ферми, E _F , положение относительно краев зоны проводимости или валентной зоны, E _C или E _В соответственно, т.е.е., E _F — E _C или E _V — E _F . Подгоняя их к аналитической 2D-модели DoS, можно вычислить DoS зоны проводимости или валентной зоны, N _2D , а также эквивалентную массу DoS м _DoS . Оба значения приведены в дополнительной таблице 1 для исследуемых здесь TMD. Этот м _DoS сворачивает вычисленную методом DFT непараболичность занятых полос вблизи краев зоны проводимости или валентной зоны в упрощенную, эквивалентную, однозонную, параболическую модель эффективной массы (подробности см. раздел метода).Дополнительный рис. 4 показывает для репрезентативной выборки хороший уровень согласия, который может быть достигнут между аналитической моделью заряда и данными, смоделированными DFT-NEGF. N _2D , или эквивалентно м _DoS , а также подвижности, которые мы извлечем далее, являются полезными величинами для разработки упрощенных TCAD или компактных моделей и тестирования производительности 2D-материалов ³¹ . Обратите внимание, что в этой статье плотности, а также концентрации легирования даны на единицу объема.Их можно преобразовать в единицы площади, часто используемые для 2D-материалов, умножив на толщину 2D-пленки, t _S , ~ 0,6 нм для однослойного TMD (точное значение, используемое для каждого исследуемого монослоя, может можно найти в дополнительной таблице 1).

На рис. 5 показаны собственные подвижности электронов и дырок в длинных каналах в слабом поле. Каждая кривая подвижности была извлечена из 4–7 симуляций DFT-NEGF с использованием устройств с различной длиной канала, обычно в диапазоне от 100 нм до 1 мкм, с использованием метода dR / dL ³² для корректировки баллистического сопротивления.Собственная подвижность — это запутанная величина, обусловленная зонной структурой (собственные транспортные свойства) и электрон-фононным (e-ph) рассеянием. Это ключевой показатель производительности для устройств с длинным каналом. Для электрон-фононов мы использовали вычисленные DFT значения ref. ¹⁵ и включала в себя доминирующие акустический и оптический режимы. Для 1T TMD, которые являются полярными материалами, мы также включаем полярно-оптические фононы (POP) с использованием модели Фрелиха ^33,34 , которая учитывает электронное экранирование и дальнодействующее взаимодействие до 3 нм (более подробную информацию можно найти в найдено в дополнительном примечании 3).Отметим, что дальнодействующая полярная составляющая гетеродина может быть вычислена напрямую с помощью вычислений DFT, как это было сделано в ссылке. ³⁵ и как видно на дополнительном рис. 14b. Тем не менее, модель Фрелиха обеспечивает прямой способ учета экранирования, что является важным и не учитывалось в [4]. ³⁵ . Подвижность материала 1T TMD также может в принципе пострадать из-за ненулевого фононного члена ZA из-за отсутствия горизонтальной зеркальной симметрии ³⁶ . Чтобы проверить это, мы вычислили электронно-фононные матричные элементы HfS ₂ из DFT, используя подход, аналогичный тому, который использовался в [4]. ³⁵ . Мы обнаружили, что ZA-фононы действительно вносят вклад в HfS ₂ , но их вклад мал по сравнению с вкладом других акустических фононных мод (TA и LA, см. Дополнительный рис. 14a). Аналогичный вывод был сделан для подвижностей HfS ₂ и ZrS ₂ в исх. ³⁵ .

Рис. 5: Электронно-фононная ограниченная подвижность.

Зависимость собственной электрон-фононной ограниченной подвижности от концентрации носителей в транзисторах TMD a, n и b p-типа.Подвижности были извлечены из наших симуляций DFT-NEGF с использованием длинноканальных устройств (для нескольких каналов L в диапазоне от 100 нм до 1 мкм обычно) при В _D = 50 мВ. Независимое баллистическое сопротивление L было удалено из экстракции с использованием метода dR / dL ³² . Результаты HfS ₂ и ZrS ₂ показаны вдоль ориентации канала ΓK и включают полярно-оптические фононы с использованием модели Фрелиха.

Для 2H TMD кривые подвижности обычно представляют область плато с преобладанием внутризонного низкоэнергетического акустического e-ph-рассеяния.При более высоких концентрациях носителей, когда положение энергетической полосы относительно E _F достаточно вырождено, так что энергетические долины спутника начинают заселяться, междолинные механизмы e-ph-рассеяния с более высокими энергиями еще больше ухудшают подвижность. Концентрация носителей, при которой происходит это ухудшение, зависит от энергетического разделения между 1-й и спутниковой долинами и м _DoS (большее м _DoS приводит к меньшему вырождению при данной концентрации, как показано на дополнительном рис. .4). Вычисленные NEGF значения подвижности для 2H TMD качественно согласуются с подвижностями, рассчитанными в литературе с помощью различных методов ^35,37,38 , показывая тот же порядок величины и порядок. WS ₂ обладает высочайшей мобильностью. Для p-устройств WSe ₂ также имеет интересное значение.

Для 1T TMD область плато на кривых подвижности не наблюдается. Их подвижность скорее увеличивается с увеличением концентрации носителей. Дополнительный рис.7 сравнивается общая подвижность HfS ₂ n- и p-типа, включая POP и экранирование, с подвижностью без POP и с POP, но без учета скрининга. Общая величина подвижности ограничена сильным и почти неэкранированным взаимодействием POP при низкой концентрации носителей. Однако по мере увеличения концентрации носителей экранирование делает рассеяние POP менее эффективным, и подвижность увеличивается до предела без POP. Следует отметить, что значение подвижности n-типа 1896 см ² / В с, которое мы получаем в области плато для случая без POP, хорошо согласуется с ~ 1800 см ² / В с ограничением акустических фононов. значение рассчитано в ссылках ^35,37 .Значение низкой подвижности n-типа ~ 60 см ² / В · с, полученное для случая, который включал POP, но без учета экранирования, согласуется с результатами и гипотезой, представленной в исх. ³⁵ .

Наконец, как показано на дополнительном рисунке 8 для HfS ₂ , для масштабированных наноразмерных устройств влияние рассеяния POP незначительно из-за коротких длин каналов и сильного экранирования, связанного с высокой концентрацией носителей заряда в -государственный. Воздействие высокоэнергетических оптических фононов обычно довольно ограничено в подпороговом режиме масштабированного транзистора.Несмотря на слабое экранирование в канале, связанное с низкой подпороговой концентрацией носителей, большая часть электронов инжектируется с энергией, находящейся в тепловом равновесии с барьером в верхней части канала (например, см. Рис.6). Однако большинство пустых состояний, в которые могли бы рассеяться электроны, локализованы с той же энергией. Следовательно, акустические фононы низкой энергии являются, скорее, доминирующим механизмом рассеяния в подпороговом режиме. В рабочем режиме ситуация иная (например, см.рис.7a), но POP эффективно экранируется. Из приведенного выше обсуждения и результатов можно сделать вывод, что для устройств наноразмеров с сильными полярными взаимодействиями, экранированная подвижность с высокой плотностью, вероятно, будет актуальной. Достаточно высокие подвижности, полученные для HfS ₂ и ZrS ₂ при высокой концентрации носителей (типичными являются концентрации носителей в открытом состоянии, составляющие несколько 10 ²⁰ см ⁻³ ), подчеркивают их интересные транспортные свойства.

Рис. 6. Влияние легирования истока и стока на внутренние свойства двумерного полевого МОП-транзистора в выключенном состоянии.

Спектр тока J (E, x) (график поверхности), а также край верхней зоны проводимости ( E _C ) (-) вдоль направления канала x HfS ₂ nMOS с L = 5 нм, в выключенном состоянии. a Для N _SD = 1 × 10 ²⁰ см ⁻³ . В этом случае нижнего значения N _SD недостаточно для обеспечения вырождения расширения, как это видно на сторонах истока и стока, где зона проводимости находится выше уровней Ферми, E _FS и E _FD соответственно.Оба уровня Ферми обозначены красной пунктирной линией. b Для N _SD = 3 × 10 ²⁰ см ⁻³ . В результате более узкий барьер канала позволяет большей части спектра тока туннелировать под барьером канала (SDT). Этот эффект усиливается для больших значений N _SD , поскольку эффективная длина канала уменьшается. В _D = 0,5 В.

Рис. 7: Влияние легирования истока и стока на внутренние свойства двумерного полевого МОП-транзистора в открытом состоянии.

Спектр тока J (E, x) (поверхностный график), а также край верхней зоны проводимости ( E _C ) (-) вдоль направления канала, x , L = 5 нм HfS ₂ nMOS в открытом состоянии. a Для N _SD = 1 × 10 ²⁰ см ⁻³ . В этом случае из-за более низкого значения N _SD , ток ограничен зоной проводимости источника, и в характеристиках I _D ( V _G ) наблюдается истощение источника. b Для N _SD = 3 × 10 ²⁰ см ⁻³ . В этом случае ток по-прежнему ограничен барьером канала, который хорошо контролируется затвором. При таком напряжении на затворе в характеристиках пока не наблюдается насыщения по току. V _D = 0,5 В. V _G = 0,6 В.

По определению, ток — это произведение количества мобильных носителей заряда, которое пропорционально м _DoS , раз их скорость, пропорциональная подвижности.Следовательно, продукт мобильности м _DoS × из данного материала является показателем его потенциала возбуждения полевого МОП-транзистора. Этот продукт, нормализованный так, что он равен 1 для случая nWS ₂ , указан в дополнительной таблице 1 для проводимости n- и p-типа и позволяет проводить относительное сравнение между различными TMD, указанными здесь. Опять же, потенциал привода HfS ₂ и ZrS ₂ выделяется, в то время как WS ₂ занимает позицию 3 ^rd .

Основы менее 10 нм

2D-материалы, однако, предполагается использовать в режиме длины затвора менее 10 нм в качестве потенциальной замены Si. При таком L , мобильность × м _DoS продукт сам по себе не является достаточным показателем для сравнения производительности. Другие эффекты, такие как SDT, которые становятся важными из-за узкого барьера канала, обычно ухудшают более высокомобильные материалы (поскольку способность квантово-механического туннелирования повышается в материалах с низкой эффективностью массы), и существует компромисс.Случай P ₄ , который мы обсудим ниже, является хорошим примером. Аналогичным образом, в недавней публикации использовалось моделирование DFT-NEGF для проверки 100 2D-материалов и было обнаружено 13 потенциальных кандидатов с очень высоким потенциалом тока возбуждения при L = 15 нм (в ожидании подробного исследования влияния рассеяния e-ph) ³⁹ . Однако при масштабировании L до 5 нм все SS этих устройств были ухудшены и варьировались в пределах 110–275 мВ / декаду с использованием архитектуры DG.Следует отметить, что концепция динамически легированного транзистора, которая будет изучена в последней части этой рукописи, может быть способом использования сильного потенциала возбуждения таких материалов в дополнительных масштабируемых размерах.

На рисунке 8 сравниваются характеристики I _D ( V _G ) L = 5 нм DG n- и p-MOSFET, изготовленных из шести различных 2D материалов (рис.1), пяти TMD. ранее изучалось, а также P ₄ , при типичной утечке высокого давления в закрытом состоянии I _OFF = 10 нА / мкм (https: // irds.ieee.org/editions/2018). Мы также сравниваем их производительность с производительностью оптимизированного затворного нанопроволока (GAA) Si n-типа с квадратным поперечным сечением, но с ослабленной длиной затвора ( L = 12 нм) ⁴⁰ . Также показан оптимизированный L = 5 нм Si-GAA I _D ( V _G ). GAA моделировались с использованием очищенного модового пространства sp ₃ d ₅ s * модели NEGF с сильной связью ^34,40 .

Фиг.8: I _D ( V _G ) характеристики и SS ( V _G ) (вставка) оптимизированных L = 5 нм 2D материалов DG-MOSFET и L = 5 и 12 нм кремний-оптимизированный GAA.

a n- и b pMOS транзисторы. | V _D | = 0,6 В. I _ВЫКЛ = 10 нА / мкм. рассеяние e-ph включено. Устройства оптимизированы с точки зрения концентрации легирования истока и стока ( N _SD ), ориентации канала (если анизотропный) и толщины ( t _S ) для GAA.IV HfS ₂ и ZrS ₂ показаны вдоль ориентации канала ΓK. Ток нормирован по периметру затвора.

Для Si масштабирование L ниже 10 нм обычно приводит к ухудшению характеристик SS и I _ON . Это происходит из-за электростатических управляющих потерь, квантового ограничения и SDT. SDT и QC становятся значимыми для L <10 нм и t _S <4 нм, соответственно. Было обнаружено, что рассеяние e-ph было значительно увеличено, даже при коротком L , для Si-GAA с t _S <4 нм ^8,10,25 , одной из причин было увеличение электронов. Фононные волновые функции перекрываются в сильно ограниченных проволоках из-за инверсии объема ¹⁰ .Это одна из фундаментальных причин сильного снижения подвижности, наблюдаемого в тонкопленочных 3D-материалах. Для Si-устройства длиной 5 нм, узкое t _S 3,5 нм, используемое в моделировании, дополнительно приведет к сильной изменчивости порогового напряжения, связанной с изменением ширины запрещенной зоны, вызванным шероховатостью поверхности, с QC ^2,10,11 .

Для всех 2D материалов, показанных на рис. 8, за исключением случая устройства p-типа P ₄ , который будет обсуждаться ниже, мы наблюдали меньшую деградацию I _ON и SS , чем для Si, при масштабировании L до 5 нм.Это связано с их превосходным электростатическим контролем (лучший электростатический контроль позволяет увеличить эффективную длину канала при том же номинальном значении L , следовательно, меньше SDT) и характеристиками без контроля качества, проистекающими из их двумерной природы.

Выдающиеся характеристики двух TMD группы IV, то есть HfS ₂ и ZrS ₂ , которые характеризуются, безусловно, самыми высокими текущими уровнями, также отмечены на графике. Помимо вышеупомянутого превосходного электростатического контроля и характеристик отсутствия удержания, это связано с хорошо сбалансированными транспортными свойствами HfS ₂ и ZrS ₂ , которые обеспечивают высокий I _ON с ограниченным SDT.Близко совпадающие характеристики HfS ₂ и ZrS ₂ можно понять в свете их схожей полосовой структуры (рис. 2b, c) и уменьшения мобильности × м _{Продукт DoS} (что лучше для HfS ₂ ) при очень коротком L . Следует отметить, что HfS ₂ и ZrS ₂ обладают свойствами анизотропной зонной структуры. На рисунке 9 показано влияние ориентации кристалла на производительность устройств n-типа HfS ₂ и ZrS ₂ .Их характеристики не сильно различаются в направлениях главных осей, показанных здесь. В целом, TMD группы IV являются многообещающими для масштабируемой CMOS HP.

Рис. 9: I _D ( V _G ) характеристики TMD IV группы вдоль основных кристаллографических осей.

I _D ( V _G ) характеристики полевых МОП-транзисторов TMD группы IV для трех различных ориентаций каналов вдоль основных кристаллографических осей (ΓK, ΓM и KM), a для HfS ₂ и b для ZrS ₂ . В _D = 0,6 В. L = 5 нм. I _ВЫКЛ = 10 нА / мкм. рассеяние e-ph включено.

Из более изученного семейства TMD группы VI, WS ₂ является лучшим кандидатом для n и p в среднем, т. Е. Вторым лучшим и близким к MoS ₂ для n и лучшим с WSe ₂ для п. MoS ₂ плохо работает с p-типом, тогда как WSe ₂ плохо работает с проводимостью n-типа. Это можно соотнести с собственными транспортными свойствами (например,g., см. мобильность × м _DoS в дополнительной таблице 1) этих материалов для p-типа. Для n-типа необходимо учитывать дополнительный фактор. За исключением MoS ₂ , который имеет очень низкую производительность p-типа, TMD группы VI имеют заметно более сильный ток возбуждения p-типа, чем у n-типа. Это связано, по крайней мере в большой степени, с узкими впадинами, которые присутствуют в зоне проводимости TMD на основе Mo или W, как обсуждалось выше. Они предотвращают, по крайней мере частично, прямой баллистический ток из канала в сток при В _DS ≥ 0.6 В, так что требуется менее эффективный транспорт с использованием фононов. 1ML-WS ₂ или MoS ₂ имеют относительно широкую впадину первой зоны проводимости (например, для WS ₂ ее ширина фактически не изотропна и может быть особенно большой при определенной ориентации, такой как показанная ориентация КМ на рис. 2а и 3б). Сочетание этого факта с его более высокой подвижностью электронов × м _{Продукт DoS} объясняет хорошее положение WS ₂ для транспорта n-типа в этой группе.

Устройство P ₄ показывает худшую производительность, что может стать неожиданностью. P4 — сильно анизотропный материал с низкой эффективной массой в направлении ΓX (т. Е. Высокой подвижностью) и высокой эффективной массой в направлении ΓY (т. Е. Низкой подвижностью). Это верно как для проводимости n-, так и p-типа (дополнительную информацию можно найти в дополнительном примечании 4) _. Следовательно, этот материал имеет очень сильный ток возбуждения для более длинного канала в баллистическом режиме и в направлении переноса ΓX.Однако в режиме менее 10 нм транзистор P ₄ , ориентированный на кресло (ΓX), сильно страдает от SDT и его трудно отключить из-за его очень низкой транспортной эффективной массы. Для L <10 нм было показано, что сильно анизотропный материал P ₄ лучше всего работает в зигзагообразной (ΓY) ориентации для транзистора n-типа ¹⁸ . Тем не менее, устройство ΓY P ₄ n показывает сильный ток возбуждения в баллистическом режиме (рис. 4b). Большинство теоретических исследований масштабированных устройств P ₄ рассматривали либо баллистические характеристики и упрощенные модели диапазонов ⁴¹ , либо пренебрегали оптико-фононной связью ⁴² .ΓY P ₄ nMOSFET I _ON сильно деградирует из-за его оптико-фононной (OP) связи ( D _{e-ph, OP} = 170 эВ / нм для одного монослоя) ^18,43 (рис. 4б). Что касается pMOS, транзистор ΓX по-прежнему работает лучше всего при L = 5 нм, но его управляющий ток сильно ухудшается из-за SDT (рис. 8b). Управляющий ток ΓY действительно даже ниже, чем в n-случае, в то время как связанная с SDT деградация SS менее 10 нм в направлении ΓX не так сильна, как для n-случая (более подробная информация доступна в дополнительном примечании. 4).

Для всех 2D-материалов, изученных здесь, мы обнаружили, что высокая плотность легирования в расширениях истока и стока, N _SD , ( N _SD = от 2 до 4 × 10 ²⁰ см ⁻³ ), чтобы достичь их основного текущего уровня. На рис. 10 показано влияние N _SD на ток для устройств с nMOS L = 5 нм HfS ₂ и WS ₂ nMOS. На рисунках 6 и 7 приведены подробные сведения о потоке в спектре тока и положении зоны проводимости в транзисторе HfS ₂ для N _SD = 1 и 3 × 10 ²⁰ см ⁻³ в выключенном и включенном состоянии. -состояние соответственно.Из-за типично высокой плотности состояний в этих материалах (~ 30 × (10 ×) плотности Si для HfS ₂ (WS ₂ соответственно)) (см. Дополнительную таблицу 1) высокая N _{SD Значение} требуется для полного вырождения расширений S&D (рис.6) и предотвращения насыщения характеристик I _D ( V _G ) в рабочем режиме, связанного с эффектом истощения источника ⁴⁴ . В случае истощения источника, когда напряжение затвора увеличивается во включенном режиме, ток ограничивается наличием носителя в источнике.На рис. 7а видно, что при достижении режима истощения источник тока не ограничивается барьером канала. Он скорее ограничен диапазоном энергий на стороне источника. На последний лишь косвенно и слабо при включении V _G влияет нарастание неравновесного транспортного заряда через устройство. Это приводит к слабому увеличению и, в конечном итоге, к насыщению тока в характеристиках I _D ( V _G ).Однако за счет увеличения легирования истока и удлинения стока для обеспечения хорошего вырождения на стороне истока этот эффект откладывается до более высоких значений перегрузки затвора (рис. 7b и 10). Как также можно видеть на фиг. 10, увеличение N _SD оказывает пагубное влияние на SS при такой масштабированной длине затвора, так что существует оптимальное значение. Это связано с уменьшением эффективной длины канала и увеличением SDT для более высоких значений N _SD (рис.6). Аналогичная тенденция наблюдается для всех исследованных устройств n- и p-типа, а оптимальное значение между N _SD = 2–4 × 10 ²⁰ см ⁻³ наблюдается для L = 5 нм и В _DD = 0,6 В во всех случаях.

Рис. 10: Влияние легирования истока и стока на переходные характеристики двумерных полевых МОП-транзисторов.

I _D ( V _G ) характеристики и SS ( V _G ) (вставка) полевых МОП-транзисторов 2D по сравнению с N _SD a для HfS ₂ и b для WS ₂ . В _D = 0,6 В. L = 5 нм. I _ВЫКЛ = 10 нА / мкм. рассеяние e-ph включено. Компромисс между включенным состоянием (лучше для более высоких значений N _SD из-за уменьшения истощения источника) и выключенного состояния (лучше для более низких значений N _SD из-за уменьшения SDT ) наблюдается для обоих материалов.

D

₂ -FET

Компромисс между включенным и выключенным состояниями для оптимальной концентрации легирования становится более жестким по мере уменьшения L , что в конечном итоге ухудшает характеристики транзистора и предотвращает дальнейшее уменьшение масштаба.Даже при использовании 2D-материалов масштабирование затвора длиной менее 5 нм становится очень сложной задачей. Случай однослойного транзистора HfS ₂ с L = 3 нм показан на рис. 11а. Использование N _SD = 2 × 10 ²⁰ см ⁻³ приводит к сильно ухудшенному SS из-за SCE и SDT. Однако оптимальное значение N _SD = 1 × 10 ²⁰ см ⁻³ имеет низкую производительность. Он страдает как от насыщения по току, связанного с истощением источника, так и от ухудшения крутизны из-за SDT и SCE.

Рис. 11: L = 3 нм D ₂ -FET в зависимости от характеристик передачи MOSFET.

I _D ( V _G ) характеристики и SS ( V _G ) (вставка) для a HfS ₂ nMOSFET с двойным затвором и nD ₂ -FET с Δ L = 4 нм vs N _SD и b оптимизированные Si-GAA nMOSFET ( N _SD = 1 × 10 ²⁰ см ⁻³ ) и DG nD ₂ -FET (собственные N _SD ) для Δ L = 4 и 11 нм.Для полевых транзисторов D ₂ оптимизированная толщина пленки t _S (также обозначенная на рисунке в нм) больше, чем для полевых МОП-транзисторов. В _D = 0,6 В. L = 3 нм. I _ВЫКЛ = 10 нА / мкм.

Кроме того, с уменьшением размеров транзисторов становится все труднее легировать, активировать и контролировать расположение легирующих атомов истока и стока, используя традиционные методы имплантации и отжига. ⁴ (https: / / irds.ieee.org/editions/2018) ^19,45,46 . В тонкопленочных технологиях прямая имплантация обычно приводит к высокой концентрации дефектов. Это особенно актуально для 2D-материалов, где поиск подходящего способа допинга все еще является активной темой исследований (https://irds.ieee.org/editions/2018) ^19,47 . Как правило, требуются более сложные методы, такие как эпитаксиальное повторное выращивание удлинителей истока и стока с использованием легирования in situ во время эпитаксии (https://irds.ieee.org/editions/2018) ^19,48 .Строгий контроль и позиционирование высокой концентрации легирования для предотвращения ее нежелательной диффузии во время высокотемпературных этапов процесса изготовления (например, во время активации легирующих добавок или фаз эпитаксиального роста) в канале также является сложной задачей и требует передовых методов, таких как Flash и Laser anneal ⁴ (https://irds.ieee.org/editions/2018) ⁴⁵ , решение этой конкретной проблемы состоит в использовании однородно легированного транзистора или транзистора без перехода ⁴ . В любом случае дискретная природа и ограниченное количество легирующих атомов, возникающие в результате масштабирования размеров устройства, приводят к сильной и неизбежной статистической изменчивости при использовании легирующих примесей при очень малых размерах ⁴⁶ .

Из-за проблемы химического легирования электростатическое легирование иногда используется в сегодняшних экспериментальных устройствах из 2D материала или углеродных нанотрубок для легирования их удлинителей истока и стока ⁴⁹ . Он заключается в использовании затвора, например, обратного затвора пластины, для электростатического индуцирования высокой концентрации носителей и уменьшения удельного сопротивления полупроводника, что является желаемым эффектом химического легирования. Использование электростатического легирования с затвором действительно избавляет от всех вышеупомянутых проблем, связанных с химическим легированием.Он может легировать (то есть контролировать концентрацию носителей) по всей толщине полупроводниковой пленки, пока эта пленка достаточно тонкая, обычно для t _S <10 нм (точное значение также зависит от остаточного химического легирования. пленки и существенно уменьшаются, если остаточное легирование больше 1 × 10 ²⁰ см ⁻³ ). Однако прямое использование обратного затвора пластины не является технологическим решением для индивидуального управления миллиардами транзисторов с различным легированием n- и p-типа на кристалле.Для этой цели скорее потребуется локальный выделенный затвор для каждого транзистора. Как правило, эти методы также предназначены для создания фиксированного количества легирования в удлинителях истока и стока устройства, тогда как последствия этого метода для динамического легирования еще не изучены. Действительно, было бы выгодно иметь низкую концентрацию носителей в выключенном состоянии или отсутствие ее, чтобы минимизировать утечку, и высокую концентрацию носителей во включенном состоянии, чтобы максимизировать ток возбуждения, т. Е. Мы хотим динамически контролировать легирование с помощью напряжения затвора транзистор, чтобы вырваться из компромисса оптимизации N _SD .

Мы предлагаем здесь полевой транзистор с динамическим легированием, цель которого — превратить проблему масштабирования в возможность (технологии тонкопленочной и многозатворной архитектуры, которые являются побочным продуктом масштабирования, обеспечивают технологичность такого устройства) . Он состоит из транзистора, который динамически легируется одним из своих собственных затворов. Этот легирующий затвор расположен напротив (например, внизу) металлических контактов истока и стока (например, вверху). Благодаря своему противоположному положению, легирующий затвор, в отличие от обычного затвора длиной L , теперь может перекрывать на величину Δ L с каждой стороны удлинители истока и стока, чтобы динамически индуцировать легирование без увеличения занимаемой площади. транзистор (рис.12). Эта нетрадиционная схема позиционирования затвора устранит необходимость в строгом контроле выравнивания между затвором для допинга и другими затворами в технологии с несколькими затворами. Мы настаиваем на том, чтобы D ₂ -FET оставался трехконтактным устройством, как и обычный полевой МОП-транзистор. Легирующий затвор также является затвором устройства для устройства с одним затвором и имеет такое же смещение контактного напряжения, что и любые другие традиционные затворы, если используется архитектура с несколькими затворами (рис. 12). Следовательно, он не требует дополнительного контакта по сравнению с полевым МОП-транзистором.

Рис. 12: Схематическое изображение полевых транзисторов 1 ML 2D D ₂ .

D ₂ -FET с a с одинарным затвором, b с двойным затвором и c альтернативная конструкция с двойным затвором с химическим легированием в областях контакта истока и стока ( N _SD2 ), больше L _SEP и короче Δ L .

Здесь следует напомнить, что масштабирование L — это способ масштабирования общего шага контактируемого затвора, CGP, транзистора, т.е.е., минимальное расстояние между затворами двух последующих транзисторов. CGP состоит из суммы L и длины сильно легированных удлинителей истока и стока, L _SD (см. Рисунки 1 и 12). L _SD — это сумма длины прокладки, которая отделяет контакт затвора от металлических контактов истока и стока трехконтактного транзистора, а также длины металлического контакта (https://irds.ieee. org / editions / 2018). Длина легирующего затвора составляет L _DG = L + 2 * Δ L .Технологические требования предполагают, что Δ L = L _SD — L _SEP , L _SEP , являющееся разделительным расстоянием (обычно не менее половины длины прокладки, т. Е. Несколько нм) (https: //irds.ieee.org/editions/2018), необходимого для разделения легирующего затвора одного транзистора на другой. Следовательно, он длиннее, чем L , хотя он не требует большей площади основания CGP, чем традиционные верхние ворота длиной L .Чтобы количественно оценить это, 2031 размерные цели IRDS для так называемого узла 1-нм технологии и за его пределами составляют L = 12 нм, L _SD = 14 нм и CGP = 40 нм (https: / /irds.ieee.org/editions/2018). Длина прокладки составляет 6 нм, так что L _SEP ≥ 3 нм, Δ L ≤ 11 нм и L _DG ≤ L + 22 нм. Как видно, комфортный запас доступен для L _DG . Это позволяет поддерживать хороший электростатический контроль, а также смягченное масштабирование t _S , как можно увидеть для случая Si на рис.12b, даже при использовании очень агрессивного масштабирования высоты тона ( L = 3 нм).

В остальной части этого раздела, если не указано иное, мы, однако, предположили наихудший сценарий для D ₂ -FET с меньшим L _DG . Мы использовали Δ L = L /2 с минимальным значением Δ L = 4 нм для L ≤ 8 нм. Это предполагает либо очень агрессивное масштабирование L _SD , либо возможность выбора меньшего значения Δ L (т.е.е., L _SEP »3 нм) в сочетании с высоколегированным, N _SD2 , в неприсоединенной части устройства L _SEP (как показано на рис. 12c) для дальнейшего уменьшите контактное сопротивление или, например, уменьшите внутреннюю емкость затвора (см. обсуждение ниже). Наши результаты моделирования показывают, что оба случая полевых транзисторов D ₂ (рис. 12b, c) достигают одинаковых значений I _ON и SS для тех же L и Δ L в случае омического или низкого барьера Шоттки. контакты.Вторая схема (рис. 12в) может быть выгодна при высоком контакте с барьером Шоттки.

На рис. 11а показаны несколько характеристик L = 3 нм DG HFS ₂ D ₂ -FET, одна без преднамеренного легирования ( N _SD ≤ 1 × 10 ¹⁹ см ⁻³ , что соответствует типичным остаточным концентрациям легирования в 2D-пленках, т. Е. Слаболегированным или собственным удлинениям) и 2 с сильно легированными расширениями ( N _SD = 1 и 2 × 10 ²⁰ см ^{— 3} ).Проведенное моделирование показывает, что для N _SD ≤ 1 × 10 ¹⁹ см ⁻³ наличие остаточного легирования в удлинителях не влияет на вольт-амперные характеристики. Концентрация носителей заряда в удлинителях в основном определяется смещением легирующего затвора. В выключенном состоянии сочетание низкой концентрации носителей заряда в удлинителях и расширенной геометрии легирующего затвора позволяет получить большой L _eff (обычно ≥ 2 × L , рис.13а) и достигается почти идеальная SS и низкий ток в закрытом состоянии. В открытом состоянии высокая концентрация носителей обеспечивает высокий ток возбуждения. Как можно видеть, собственный полевой транзистор DG-D ₂ , свободный от какого-либо химического легирования, уже сильно превосходит оптимизированный N _SD = 1 × 10 ²⁰ см ^-3 DG-MOSFET. Однако на рис. 13b можно увидеть, что во включенном состоянии при большом перегрузке затвора ток может быть ограничен истоковой частью барьера зоны проводимости, которая в основном контролируется легирующим затвором, а не затвором. верхние ворота.

Рис. 13: Спектр тока и верхний край зоны проводимости вдоль направления канала L = 3 нм HfS ₂ D ₂ -FET.

J (E, x) (график поверхности) и E _C ( x ) (-) смоделированного внутреннего ( N _SD ≤ 1 × 10 ¹⁹ см ^{— 3} ) L = 3 нм HfS ₂ nD ₂ -FET на рис. 11a (с конструкцией на рис. 12c) a в выключенном состоянии при В _G = 0.1 В и b в открытом состоянии при В _G = 0,6 В. Δ L = 4 нм. N _SD2 = 4 × 10 ²⁰ см ⁻³ .

В случае, если большое дополнительное легирование N _SD используется как попытка дальнейшего увеличения тока в открытом состоянии, концентрация носителей в удлинителях по-прежнему динамически контролируется затвором легирования, но уровень динамического легирования при заданном V _G можно улучшить по сравнению с внутренним случаем.На рис. 11a видно, что ток возбуждения может быть немного увеличен для N _SD ≥ 1 × 10 ²⁰ см ⁻³ из-за повышенной концентрации носителей заряда в источнике, тогда как SS только слегка затронуты, так как легирующий вентиль все еще истощает удлинитель в выключенном состоянии. Как и в случае с обычным полевым МОП-транзистором, оптимальное легирование N _SD = 1 × 10 ²⁰ см ⁻³ наблюдается для V _DD = 0.6 В. В отличие от случая MOSFET, однако, I _ON и чувствительность SS к вариациям легирования сильно снижены, а I _ON остается высокой, тогда как SS остается низкой для всех смоделированных N _SD значений. Наконец, на дополнительном рисунке 10 сравниваются характеристики I _D ( V _G ) полевых МОП-транзисторов SG и DG 1ML-HfS ₂ и D ₂ -FET для L = 3 нм и для L = 5 нм.Показано, что для корпуса D ₂ -FET более простая в изготовлении архитектура SG столь же хороша или даже лучше с точки зрения управляющего тока, чем у DG-D ₂ -FET. SG-D ₂ -FET действительно сохраняет аналогичное и хорошее электростатическое регулирование (SS) по сравнению с корпусом DG-D ₂ -FET, следовательно, аналогичный ток возбуждения (на затвор). Для L ≤ 3 нм SG-D ₂ -FET I _ON обычно превосходит устройство DG-D ₂ -FET в качестве короткого привода с верхним затвором, лишь немного ток по сравнению с легирующим затвором устройства.В случае MOSFET архитектуры SG недостаточно для поддержания хорошего электростатического контроля для устройств с длиной волны менее 10 нм. Следовательно, SG устройства SS и I _ON ухудшаются по сравнению с корпусом DG-MOSFET.

Рисунок 11b сравните L = полевые МОП-транзисторы, оптимизированные для 3 нм, и полевые транзисторы D ₂ для корпуса Si. Для Si-D ₂ -FET количество затворов можно уменьшить, аналогично тому, что было обнаружено для корпуса HfS ₂ , и вместо GAA было использовано собственное устройство DG.Кроме того, масштабирование t _S было ослаблено к L , а не к 1/2 L , предполагая Δ L = 4 нм. Это сильно снижает QC и увеличивает I _ON D ₂ -FET, поскольку для GAA квадратного сечения ограничение имеет место как по ширине ( y -), так и по высоте ( z -направление. ). В случае DG с прямоугольным поперечным сечением ширина (направление y) обычно больше по сравнению с его высотой t _S , которая дополнительно ослаблена по сравнению со случаем GAA.В случае использования Δ L = 11 нм оптимальное значение t _S для полевого транзистора D ₂ еще больше снижается до 4 нм, и производительность дополнительно повышается, поскольку SS значительно улучшается. Для Si мы обнаружили, что внутренний случай (т.е. непреднамеренно легированные удлинения с N _SD ≤ 1 × 10 ¹⁹ см ⁻³ ) всегда лучше, чем случай с большим N _SD . В любом случае, даже в случае использования химического легирования в D ₂ -FET, связанные с этим проблемы (например,g., изменчивость) будет уменьшена, одна из причин — уменьшенные размеры ( L _DG , t _S ) при том же C GP.

Перспектива масштабирования

Затем мы исследуем на рис. 14 поведение масштабирования как для оптимизированных полевых МОП-транзисторов, так и для полевых транзисторов D ₂ , изготовленных из менее изученного HfS ₂ , материала, демонстрирующего максимальную мобильность и наилучшего качества L = 5 нм, а WS ₂ , наиболее эффективный материал из более изученных TMD группы VI.Также показаны результаты оптимизации устройства для более традиционной Si-технологии. На рисунке показано изменение их прямого тока по сравнению с L при фиксированном токе в закрытом состоянии 10 нА / мкм и напряжении питания В _DD = 0,6 В.

Рис.14: Максимально достижимый I _ON по сравнению с L для оптимизированных полевых МОП-транзисторов n-типа и полевых транзисторов D ₂ из Si, WS ₂ и HfS ₂ .

Архитектура DG предполагается для всех двумерных полевых МОП-транзисторов.Для Si MOSFET использовался транзистор GAA. Архитектура SG используется для полевых транзисторов 2D D ₂ , тогда как транзистор DG используется для полевых транзисторов Si-D ₂ . EOT = 0,5 нм. В _DD = 0,6 В. I _ВЫКЛ = 10 нА / мкм. Ток нормирован по периметру затвора. Для полевых транзисторов D ₂ мы использовали Δ L = L /2 с минимальным значением Δ L = 4 нм для L ≤ 8 нм.

Для корпуса MOSFET все материалы демонстрируют ухудшение своих характеристик, когда L масштабируется ниже 7.5 нм. Это связано с SCE и SDT, как обсуждалось ранее. Сравнивая полевые МОП-транзисторы Si-GAA и WS ₂ DG, которые достигают аналогичного тока возбуждения при L = 10 нм, можно увидеть, что GAA I _ON деградирует быстрее при уменьшении масштаба L . Это связано с лучшим электростатическим контролем и характеристиками без контроля качества 2D-материала по сравнению с GAA. Однако ни один из этих двух материалов не соответствует строгим требованиям IRDS I _ON , рассчитанным на 2031 год (https: // irds.ieee.org/editions/2018), и необходим материал канала с более высокой мобильностью. С другой стороны, HfS ₂ , благодаря своим выдающимся транспортным свойствам, превосходит цель вплоть до длины канала ~ 6 нм.

Используя концепцию D ₂ -FET, можно увидеть, что снижение производительности с L во всех случаях задерживается до L ниже 5 нм. Для такой малой длины затвора потенциал управляющего тока сильно увеличивается по сравнению с таковым в случае полевого МОП-транзистора.При L = 3 нм полевые транзисторы Si, WS ₂ и HfS ₂ D ₂ показывают усиление I _ON примерно в 3 раза по сравнению с их аналогами MOSFET. Теперь возможно достичь цели IRDS с L ~ 1 нм HfS ₂ SG-D ₂ -FET транзистором (используя Δ L = 4 нм). Наше моделирование, наконец, показывает, что, используя эту схему, все еще возможно получить эффект транзистора, используя L = 0 нм, и что это устройство работает так же хорошо, как обычный химически легированный транзистор с несколькими затворами с 4 нм или более Значения L для случая с 2D-материалами, хотя используются только собственные полупроводниковые материалы с одним вентилем.Это показывает перспективность использования концепции D ₂ -FET для транзисторов с длиной волны менее 10 нм и, в частности, для сверхмасштабируемых устройств из материалов с высокой подвижностью, которые потребуются для соответствия строгим требованиям IRDS HP.

Следует отметить, что больший L _DG , однако, увеличит внутреннюю емкость затвора на том же уровне L , и может существовать компромисс между Δ L и I _ON усиление для быстродействия D ₂ -FET.В современных масштабируемых технологиях в общей нагрузочной емкости инверторов или других цифровых схем часто преобладают внешние (внутренние) емкости, такие как емкость металлической линии, которая пропорциональна CGP (а не L _DG. ) (https://irds.ieee.org/editions/2018). Таким образом, допуская дальнейшее уменьшение масштаба с сильно улучшенным током возбуждения, полевой транзистор D ₂ может также обеспечить преимущество задержки мощности. Чтобы исследовать тенденции, мы выполнили здесь анализ характеристик задержки мощности основного строительного блока цифровой схемы, т.е.например, КМОП-инвертор с использованием масштабированных полевых транзисторов D ₂ и полевых МОП-транзисторов. Подробная информация о допущениях процесса и компоновке, которые определяют количество пакетированных транзисторов на устройство и их геометрию, а также их емкостную нагрузку на задней стороне линии, которая рассматривается в этом анализе, подробно описаны в дополнительном примечании 5 и Дополнительные рисунки 11 и 12.

Рисунок 15 сравнивает энергию переключения в зависимости от задержки (EDP) высокопроизводительных инверторных ячеек с внутренней загрузкой, изготовленных с использованием полевых МОП-транзисторов HfS ₂ DG и HfS ₂ SG-D ₂ — Полевые транзисторы, а также изготовленные из Si-GAA и Si SG-D ₂ -FET (как правило, лучшая архитектура устройств в категории материалов для MOSFET и D ₂ -FET).Более подробный анализ для определения лучших устройств в каждой категории доступен на дополнительном рисунке 13 и окружающем тексте. Инверторы загружены стандартной металлической линией с 50 контактами затвора и длиной шага (https://irds.ieee.org/editions/2018). Поскольку CGP уменьшается для более коротких L , более агрессивно масштабируемые устройства получают уменьшение чистой емкости. Устройства SG-D ₂ -FET, для которых требуется только одна длина прокладки вместо двух (см. Дополнительный рис. 11), выигрывают от дальнейшего уменьшения CGP при том же L .Внешние емкости схемы ячеек также включаются в емкость нагрузки. Опять же, устройства SG-D ₂ -FET свободны от внешних паразитных компонентов C _GSext и C _GDext (см. Дополнительный рисунок 11), поскольку металлический контакт затвора не обращен непосредственно к металлические контакты истока и стока.

Рис. 15: Энергия переключения в зависимости от задержки (EDP) высокопроизводительных инверторов MOSFET и D ₂ -FET.

EDP высокопроизводительных ячеек инвертора 1ML-HfS ₂ , при различных напряжениях В _DD (0.От 4 В до 0,7 В), изготовленных из L = 5 нм и L = 3 нм многослойных полевых МОП-транзисторов DG (5 лент на устройство) и L = 0 нм и L = пакетированных нм SG-D ₂ -FET (девять лент на устройство). Характеристики EDP инверторных ячеек Si HP, изготовленных из L = 12 нм многослойных Si-GAA MOSFET ( t _S = 5 нм, 8 проводов на устройство) и L = 5 нм пакетированных Si SG-D _{2 полевых транзистора} ( t _S = 3 нм, 7 лент на устройство) также показаны для сравнения.Инверторы загружены металлической линией длиной 50 контактных затворов и шагом (https://irds.ieee.org/editions/2018). Внешние емкости схемы ячеек также включаются в емкость нагрузки. I _ВЫКЛ = 10 нА / мкм. Δ L = 4 нм для полевых транзисторов D ₂ .

На рис. 15, V _DD изменяется от 0,4 до 0,7 В. Наилучшие характеристики EDP достигаются у L = 0 нм, HfS ₂ SG-D ₂ -FET, который использует простейшую архитектуру (SG) и обеспечивает максимальное уменьшение высоты звука (CGP = 22 нм).За ним следует L = 5 нм, HfS ₂ DG MOSFET (CGP = 33 нм) и L = 3 нм, HfS ₂ SG-D ₂ -FET (CGP = 25 нм). Характеристики L = 3 нм, HfS ₂ DG MOSFET (CGP = 31 нм) сильно ухудшаются и, как правило, хуже (особенно при больших V _DD , где быстродействие насыщается из-за насыщения по току) с L = 5 нм Si SG-D ₂ -FET (CGP = 27 нм).Последние два устройства по-прежнему превосходят L = 12 нм Si-GAA (CGP = 40 нм).

Эти результаты дополнительно подтверждают и подчеркивают многообещающий потенциал устройства D2-FET, прокладывая путь к полностью масштабируемым устройствам с уменьшенной сложностью и изменчивостью процесса (например, уменьшенным числом ворот, большим или пониженная чувствительность к колебаниям допинга…) и улучшенные характеристики.

Партии ультратонких транзисторов из 2D-материалов: Nature News & Comment

Ben Mills

Двумерный материал, называемый дисульфидом молибдена, можно выращивать в виде однослойных пленок на кремниевых пластинах, открывая новые возможности для гибкой электроники.

Исследователи мечтают создать миниатюрные гибкие электронные схемы из пленок толщиной всего в несколько атомов. Но выращивание таких 2D-фильмов в масштабе, необходимом для производства партий надежных электронных устройств, было сложной задачей.

Подкаст о природе

Репортер Лиззи Гибни обнаружила класс материалов с экзотическими свойствами — но смогут ли они однажды составить конкуренцию кремнию?

Вам может потребоваться более новая версия браузера или установить последнюю версию подключаемого модуля Adobe Flash.

Теперь материаловеды разработали способ выращивания однослойных слоев многообещающего класса 2D-полупроводников на кремниевых пластинах диаметром 10 сантиметров, при этом сохраняя впечатляющие электронные свойства, наблюдаемые в меньших образцах. ¹ . Из пленок были изготовлены сотни транзисторов, которые, как показали тесты, работали в 99% случаев.

«Многие люди пытаются выращивать отдельные слои в таком большом масштабе, и я в их числе», — говорит Георг Дюсберг, материаловед из Тринити-колледжа в Дублине.«Но похоже, что эти парни действительно сделали это».

Полупроводники, о которых идет речь, известны как дихалькогениды переходных металлов (ДПМ). Однослойный TMD состоит из трех атомов: он представляет собой слой атомов из семейства элементов, называемых переходными металлами (в том числе молибден и вольфрам), зажатых между двумя слоями атомов халькогена (таких как сера, селен и теллур).

Подобно их родственному графену на углеродной основе, листы TMD прочные, тонкие и гибкие и проводят электроны.Но в отличие от графена, они также являются полупроводниками, а это означает, что поток электронов можно легко включать и выключать. TMD вряд ли когда-нибудь заменят самый известный полупроводник, кремний, производство которого оттачивалось десятилетиями. Но они могли формировать пленки более чем в тысячу раз тоньше, чем сегодняшние компоненты, сделанные из кремниевых пластин, что позволяет создавать гибкие транзисторы, дисплеи и детекторы света.

Большие слои

Слои TMD можно отделить от многослойного кристалла так же, как графен можно вытянуть из графита с помощью липкой ленты.Но результаты могут быть противоречивыми, а процесс занимает много времени. Альтернатива — выращивание материала атом за атомом из газа химических веществ-прекурсоров — до сих пор давала только образцы небольшой площади, которые часто имеют толщину более одного слоя.

Publishing in Nature ¹ 29 апреля Дживун Парк в Корнельском университете в Итаке, Нью-Йорк, и его коллеги адаптировали эту технику для выращивания больших однослойных пленок. В течение 26 часов и при температуре 550 ° C они выращивали два типа TMD — дисульфид молибдена и дисульфид вольфрама — на круглых кремниевых пластинах диаметром около 10 сантиметров.Они также вырастили последовательные слои, разделенные листами диоксида кремния, что, по их словам, открывает возможность создания крошечных высокоплотных трехмерных схем, в которых компоненты располагаются вертикально.

Способность вырастить слой толщиной всего в три атома на расстоянии, превышающем более чем в 100 миллионов раз длину, является «ослепительным инженерным чудом», — говорит Филип Ким, физик-экспериментатор конденсированного состояния из Гарвардского университета в Кембридже, штат Массачусетс.

Слои не только однородны, но и обладают электронными свойствами, сравнимыми со свойствами листов, снятых с кристалла, — говорит Парк.Уловка, по его словам, заключалась в том, чтобы получить каждый ингредиент из газов, в которых каждая молекула содержала только один атом переходного металла или халькогена. Изменяя давление газа, команда могла контролировать концентрацию каждого ингредиента и тщательно спроектировать рост пленки.

Эта техника — захватывающее развитие, — говорит Пуликель Аджаян, ученый-материаловед из Университета Райса в Хьюстоне, штат Техас. Но пленки необходимо будет выращивать на других поверхностях, в том числе на гибких подложках, чтобы создавать коммерческие устройства, использующие многообещающие возможности 2D-материалов, — говорит он.

Самая захватывающая часть возможности снимать пленки большой площади, говорит Дюсберг, заключается в том, что это должно позволить исследователям более реалистично установить, как TMD могут быть использованы в электронике. ДВПН взволновали исследователей не только потому, что они тонкие и гибкие, но и потому, что они обладают свойствами, которые могут быть использованы в экспериментальных альтернативах электронике, известной как спинтроника и доллотроника.

«Многие люди считают, что монослои TMD могут произвести революцию в электронике, но до сих пор люди делали только отдельные устройства, где легче добиться фантастических результатов», — говорит Дюсберг.

Эквиваленты TIP2955 и TIP3055: Дополнительные силовые транзисторы NPN-PNP

Силовые транзисторы NPN и PNP

Поразительно, насколько генеалогия отражена в программных и аппаратных системах, которые мы используем ежедневно. Например, существуют программы, основанные на эволюционном обучении, в которых исходное предположение о генах или переменных постоянно обновляется — посредством отбора, мутации и рекомбинации — для достижения превосходного результата.Кроме того, есть электронные компоненты, которые, кажется, отражают некоторые характеристики близнецов. Наиболее распространена корреляция между зеркальными двойниками и дополнительными компонентами.

Зеркальные близнецы — однояйцевые близнецы; однако их эмбрионы отделяются позже нормальной первой недели. Интересно, что это небольшое изменение может иметь значительное влияние. Например, модели развития этих близнецов могут быть прямо противоположными. Для дополнительных частей, таких как эквиваленты TIP2955 и TIP3055 от STMicroelectronics, это проявляется в их обратной работе.Давайте более подробно рассмотрим эти дополнительные компоненты и их интересную взаимосвязь.

Приложения TIP3055 и TIP2955

Одним из наиболее важных применений активных компонентов в любой системе обработки сигналов является усиление. В некоторых приложениях, таких как системы связи, может быть несколько каскадов усиления. Чтобы удовлетворить широкий спектр требований к усилению, существует несколько распространенных типов усилителей, перечисленных ниже.

Общие типы усилителей

• Class A — одиночный транзистор, угол проводимости: 𝛿 = 360 °
• Класс AB — двухтактная конструкция, угол проводимости каждого транзистора: 180 ° <𝛿 <360 °
• Класс B — двухтактное исполнение, 𝛿 = 180 °
• Класс C — одиночный транзистор, <180 °
• Class D — используйте ШИМ

Усилители, перечисленные выше, часто реализуются с использованием BJT, и хотя BJT могут использоваться для других типов усилителей — классов E, F и G, это не является обычным делом.Вместо этого чаще всего используются полевые транзисторы (JFET или MOSFET). Однако эквиваленты TIP2955 и TIP3055 легко используются для двухтактных схем, перечисленных выше, с аналоговым входным сигналом, подаваемым на каждую в течение полупериода. В частности, эти усилители используются для приложений большой мощности из-за их электрических характеристик.

Атрибуты эквивалентов TIP2955 и TIP3055

Основным признаком, который делает TIP3055 и TIP2955 такими хорошими вариантами для усилителей классов AB и B, является их дополнительная конструкция, показанная в схематической форме ниже (из таблицы данных TIP3055 / TIP2955).

Схемы TIP3055 и TIP2955

Соединив эмиттеры эквивалентов и добавив пассивные компоненты, вы можете создать двухтактную конструкцию, подобную показанной на изображении ниже.

Пример двухтактного усилителя (изображение из Electronics Tutorials)

При реализации эквивалентов TIP2955 и TIP3055 возможно усиление большой мощности за счет максимальных возможностей транзисторов.К ним относятся напряжение и ток коллектора до 100 В и 15 А соответственно, а также другие параметры, перечисленные ниже.

Максимальные характеристики для эквивалентов TIP2955 и TIP3055.

Чтобы использовать эти усилители наиболее эффективно, вы должны воспользоваться данными, доступными из таблицы данных, а также моделями, которые лучше всего получить из онлайн-ресурсов.

Проектирование с использованием эквивалентов TIP2955 и TIP3055

Проектирование с использованием эквивалентов может быть таким же простым, как проектирование с использованием отдельных устройств, при условии, что вы помните, что все электрические параметры, такие как указанные в таблице ниже для TIP3055 NPN, являются отрицательными для TIP2955 PNP.

TIP3055 Электрические характеристики

Однако для оптимизации конструкции при использовании транзисторов часто требуется, чтобы рабочие области были четко определены. Для BJT это означает нахождение характеристики устройства или кривой ВАХ. Лучшим способом определения этого критического параметра является использование имитатора цифровых схем, который позволит протестировать ряд сценариев.

После того, как вы оптимизировали схему, вам необходимо создать макет печатной платы и связанные файлы проектных данных для сборки вашей платы.Для удобства производства эти данные должны соответствовать правилам и рекомендациям вашего менеджера по проектированию для производства (DFM) и иметь формат, облегчающий точную передачу. В отношении рекомендаций DFM вам следует полагаться на выбранных вами производителей, а для обеспечения точности проектирования вам следует искать поставщика бесплатных данных модели САПР, включая точные отпечатки.

Если вам нужны модели САПР для общих компонентов, включая дополнительные, такие как эквиваленты TIP2955 и TIP3055, Ultra Librarian поможет собрать всю информацию о источниках и САПР в одном месте.

Работа с Ultra Librarian настраивает вашу команду на успех, чтобы гарантировать, что любой проект проходит производство и проверку с точными моделями и отпечатками для работы. Зарегистрируйтесь сегодня бесплатно .

Этот сайт использует файлы cookie для повышения производительности. Если ваш браузер не принимает файлы cookie, вы не можете просматривать этот сайт.

---

Настройка вашего браузера для приема файлов cookie

Существует множество причин, по которым cookie не может быть установлен правильно.Ниже приведены наиболее частые причины:

• В вашем браузере отключены файлы cookie. Вам необходимо сбросить настройки своего браузера, чтобы он принимал файлы cookie, или чтобы спросить вас, хотите ли вы принимать файлы cookie.
• Ваш браузер спрашивает вас, хотите ли вы принимать файлы cookie, и вы отказались. Чтобы принять файлы cookie с этого сайта, нажмите кнопку «Назад» и примите файлы cookie.
• Ваш браузер не поддерживает файлы cookie. Если вы подозреваете это, попробуйте другой браузер.
• Дата на вашем компьютере в прошлом.Если часы вашего компьютера показывают дату до 1 января 1970 г., браузер автоматически забудет файл cookie. Чтобы исправить это, установите правильное время и дату на своем компьютере.
• Вы установили приложение, которое отслеживает или блокирует установку файлов cookie. Вы должны отключить приложение при входе в систему или проконсультироваться с системным администратором.

---

Почему этому сайту требуются файлы cookie?

Этот сайт использует файлы cookie для повышения производительности, запоминая, что вы вошли в систему, когда переходите со страницы на страницу.Чтобы предоставить доступ без файлов cookie потребует, чтобы сайт создавал новый сеанс для каждой посещаемой страницы, что замедляет работу системы до неприемлемого уровня.

---

Что сохраняется в файле cookie?

Этот сайт не хранит ничего, кроме автоматически сгенерированного идентификатора сеанса в cookie; никакая другая информация не фиксируется.