Схема включения lm393p: Error 404 not found — FindIC

Содержание

Вопросы применения прецизионных компараторов

Всем доброго времени суток. В предыдущих статьях я рассказывал о применении операционных усилителей в линейных схемах, где ОУ охвачен отрицательной обратной связью, которая позволяет строить усилители, параметры которых будут в основном определяться элементами обвязки ОУ. Данная статья расскажет о применении ОУ без обратной связи или даже с положительной обратной связью (ПОС).

Для сборки радиоэлектронного устройства можно преобрески DIY KIT набор по ссылке.

Работа операционного усилителя без обратной связи

Как известно напряжение на выходе ОУ UВЫХ определяется произведением входного дифференциального напряжения UД (разность напряжений между входными выводами) на коэффициент усиления ОУ по напряжению КU

Операционные усилители имеют очень большой коэффициент усиления ОУ по напряжению КU = 105 … 106, а выходное напряжение не может выйти за пределы напряжения питания (обычно несколько меньше). Поэтому, для того чтобы ОУ работал в качестве усилителя напряжения максимальное входное дифференциальное напряжение не должно превышать нескольких десятков мкВ (при UПИТ = 15 В, КU = 105, UД ≈ 150 мкВ). С учётом вышесказанного можно сделать вывод, что без применения отрицательной обратной связи, которая снижает усиление ОУ в схеме, применение ОУ бесполезно, так как при входных напряжениях в несколько милливольт ОУ войдёт в насыщение с выходным напряжением равным напряжению питания.

Но существуют схемы, в которых операционные усилители применяются без обратной отрицательной связи, а в некоторых случаях специально вводят положительную обратную связь

(ПОС) для увеличения коэффициента усиления схем. Одним из видов таких схем являются пороговые устройства, в состав которых входят различные компараторы, триггеры Шмитта, детекторы уровней напряжения.

Принцип работы компаратора

Простейшим пороговым устройством является компаратор. Он сравнивает напряжение, которое поступает на один из его входов, с опорным напряжением, которое присутствует на другом его входе. Простейший компаратор получается из операционного усилителя, в котором отсутствует отрицательная обратная связь. Рассмотрим принцип работы компаратора напряжений на основе ОУ, схема которого изображена ниже


Использование ОУ в качестве компаратора и графики входного и выходного напряжений.

В основе компаратора лежит ОУ на инвертирующий вход, которого поступает входное напряжение UBX, а неинвертирующий вход соединён с источником опорного напряжения UОП. Принцип работы компаратора изображённого на рисунке заключается в следующем: когда входное напряжение UBX больше опорного UОП, то выходное напряжение принимает значение отрицательного напряжения насыщения –UНАС и остаётся неизменным пока входное напряжение UBX не уменьшиться ниже опорного напряжения UОП, в этом случае на выходе будет напряжение положительного насыщения +UНАС.

На рисунке изображен компаратор с инвертирующим выходным сигналом

по отношению к входному сигналу. Для того, чтобы не происходило инверсии на выходе необходимо поменять подключение выводов ОУ, то есть входной сигнал должен поступать на неивертирующий вход, а опорное напряжение на инвертирующий вывод. Тогда при превышении опорного напряжения на выходе ОУ будет положительное напряжение насыщения, а при входном напряжении меньше, чем опорное напряжение на выходе будет присутствовать отрицательное напряжение насыщения ОУ.

Гистерезис в компараторах

Продолжаем серию статей, посвященных компараторам в измерительных приборах НПФ КонтрАвт. Ранее мы дали определение компараторам и привели основные функции компараторов.

В данной статье мы разберем для чего в компараторах вводят гистерезис.

В нашей первой статье мы упомянули, что в области порогов h и H в поведении компаратора может наблюдаться гистерезис и состояние выхода компаратора в этом случае зависит не только от соотношения измеренного сигнала и порогов, но и от предшествующей истории, т.е. от того, каким путем измеренный сигнал приближается к порогам.


Рисунок 1. Пример функции компаратора

Для чего же вводят гистерезис в компараторы?

Зачем нужен гистерезис в компараторах

Причина № 1

Как правило, измеренный сигнал имеет как регулярную составляющую (постоянную или плавно меняющуюся), так и случайную, вызванную действием внешних случайных электромагнитных помех.

В отсутствие гистерезиса (или при слишком малой величине его зоны), при подходе измеренного сигнала к пороговому значению случайная компонента вызывает многократное срабатывание компаратора, что нежелательно в системе (обгорание и износ контактов пускателя, хаотические срабатывания различных устройств и проч.).

Рисунок 2. Работа компаратора без гистерезиса

Однако, если выбрать зону гистерезиса (H-h) чуть больше, чем размах случайных изменений измеренного сигнала, то компаратор будет срабатывать только один раз, повторных возвратов в исходное состояние не будет. Таким образом, исключаются случайные срабатывания компаратора, его состояния фиксируются более четко.

Рисунок 3. Работа компаратора с оптимальной зоной гистерезиса

На практике с этим чаще всего сталкиваются в системах сигнализации и регулирования.

В задаче сигнализации отсутствие гистерезиса приводит к многократному срабатыванию сигнализации вблизи порога (см. рисунок 2). Если сигнализация управляет смежными устройствами и системами, то ложные и частые срабатывания будут крайне нежелательны. Кроме того, они вводят в заблуждение оператора. Наличие гистерезиса с оптимальной зоной обеспечивает однозначное срабатывание сигнализации (cм. рисунок 3).

В задачах позиционного регулирования гистерезис предотвращает частое и хаотическое переключение силового коммутационного элемента при переходе через уставку за счет шумоподобного изменения измеренного сигнала (рисунок 2). В случае больших мощностей это негативно сказывается как на электросети, так и на работе электромагнитных пускателей (обгорание контактов, износ, залипание контактов, неуправляемый нагрев, сокращение ресурса и т.п.) Наличие гистерезиса также делает переключение более четким (cм. рисунок 3).

Причина № 2

Существует и другая причина, по которой следует применять гистерезис в системах двухпозиционного регулирования.

Свойства системы могут быть таковы, что период срабатывания позиционного регулятора будет слишком малым. Это (так же как и влияние помех) приводит к частому срабатыванию коммутационных элементов с названными ранее последствиями.

В этих случаях специально увеличивают зону гистерезиса, чтобы увеличить период переключения. Однако, надо учитывать, что увеличение зоны гистерезиса ( > 0 + зона гистерезиса) неизбежно приводит к увеличению размаха колебаний, ухудшает точность регулирования. В таких ситуациях вопрос выбора величины зоны гистерезиса — это вопрос компромисса между точностью регулирования и повышением надежности и ресурса системы.


Рисунок 4. Пример увеличения периода переключения компаратора гистерезисом

Причина № 3

Существует ряд производственных задач, в которых введение гистерезиса в работу компаратора позволяет реализовать логику работы системы управления.

Например, в системах водоснабжениями (типа “Башня Рожновского”) точность вообще не играет ключевой роли, важно, что исполнительный механизм — насос — “не любит” частого включения/выключения.

При этом накопитель позволяет реализовать необходимое редкое включение/выключение насоса с помощью гистерезиса.


Рис 5. Пример использования гистерезиса в системах с накопителем

Выводы:

Таким образом, введение гистерезиса в компараторах необходимо в следующих случаях:

  1. Для устранения многократного срабатывания компаратора под действием быстрых случайных помех, как следствие устранения хаотических срабатываний различных устройств в системе, увеличение ресурса коммутационных и исполнительных устройств.
  2. Преднамеренное увеличение периода переключения компаратора в задачах позиционного регулирования. Обеспечивает увеличение ресурса и надежности системы, но ухудшается точность регулирования.
  3. Для реализация различных алгоритмов работы систем автоматики.

В следующих публикациях мы подробнее разберем прочие особенности работы компараторов. Следите за обновлениями материалов!

Основные схемы компаратора

Существует много разновидностей компараторов, но в из основе лежат две основные схемы: одновходовая и двухвходовая. Одновходовая схема позволяет сравнивать разнополярные напряжения по модулю

, то есть по абсолютной величине. Двухвходовый же компаратор
сравнивает два напряжения с учётом знака
. Расссмотрим обе схемы подробнее.
Схема одновходового компаратора.
На рисунке выше изображён одновоходовый компаратор, позволяющий сравнивать два разнополярных напряжения по абсолютному значению (по модулю). В его основе лежит инвертирующий сумматор, в котором отсутствует отрицательная обратная связь, поэтому ослабления коэффициент усиления операционного усилителя не происходит. В результате чего на инвертирующем входе ОУ происходит суммирование входного напряжения UBX и опорного напряжения UОП приведённого к инвертирующему входу UПРИВ, а результат суммирования усиливается ОУ и выводится на его выход. Для того чтобы происходило сравнение необходимо фактически производить операцию вычитания, то есть напряжения на входах UBX и UПРИВ должны иметь разную полярность.

Приведённое напряжение UПРИВ можно вычислить по следующему выражению

Резистор R3 предназначен для компенсации входного тока смещения и должен быть равен величине параллельно соединённых резисторов R1 и R2

Основным недостатком данной схемы является необходимость использования стабилизированного отрицательного напряжения, что приводит к усложнению схемы. Поэтому одновходовый компаратор не получил широкого распространения.

Наибольшее распространение получила схема двухвходового компаратора, в котором отсутствует необходимость в отрицательном напряжении. Схема данного компаратора приведена ниже

Схема двухвходового компаратора.

В основе двухвходового компаратора лежит дифференциальный усилитель, в котором отсутствует отрицательная обратная связь, поэтому разность между входным напряжением UBX и UОП опорным напряжение усиливается ОУ, не имеющего снижения коэффициента усиления из-за отсутствуя ООС, и выделяется на выходе ОУ. В данной схеме входные резисторы R1 и R2 имеют одинаковое значение.

Компараторы применяются в широком спектре схем:

  1. Триггеры Шмитта и в схемах формирования сигнала, преобразующих сигнал произвольной формы в прямоугольный или импульсный сигнал.
  2. Детекторы уровня – схемы, в которых происходит индицирование момента достижения входным сигналом заданного уровня опорного напряжения.
  3. Генераторы импульсных сигналов, например, треугольной или прямоугольной формы.

При использовании компаратора в схемах, где входное напряжение медленно меняется и амплитуда сигнала очень близка к опорному напряжению, то шумы на входном выводе могут вызвать ложные срабатывания компаратора и на его выходе могут появиться дополнительные импульсы, что продемонстрировано на рисунке ниже

Появление ложных импульсов на выходе компаратора.

Для устранения таких ложных срабатываний компаратора, в его схему вводится некоторый гистерезис, путём добавления положительной обратной связи (ПОС) к операционному усилителю.

Компараторы National Semiconductor

28 ноября 2007

Очень часто нужно сравнить два сигнала по величине. В некоторых случаях необходимо зафиксировать момент, когда сигнал достигнет определенного значения. Для этих задач многие фирмы выпускают аналоговые компараторы. Без них не обходится ни один АЦП и ЦАП, ни один генератор пилообразных колебаний. В каждом цифровом вольтметре или другом измерительном приборе обязательно присутствует компаратор напряжения. Термин «компаратор» произошел от английского слова «compare» — сравнивать. Проще говоря, компаратор — это прибор для сравнения двух или нескольких напряжений с определенной точностью и выдачи результата с минимальной задержкой.

В качестве компаратора можно использовать дифференциальный (операционный) усилитель с очень большим коэффициентом усиления разностного сигнала. В зависимости от знака разности напряжений на входе дифференциального усилителя его выход оказывается в положительном или отрицательном насыщении. Раньше обычные ОУ использовали в качестве компараторов, но сейчас такой способ практически не используют, поскольку многие производители выпускают специализированные микросхемы для этой цели. Эти кристаллы имеют очень высокое быстродействие, но при повышении быстродействия компаратора приходится принимать меры для предотвращения глубокого насыщения транзисторов, работающих в ключевом режиме. Этого добиваются минимизацией паразитных емкостей и сопротивлений, ограничивающих скорость нарастания сигналов. К сожалению, уменьшение времени задержки связано с увеличением потребляемой мощности. Как правило, быстродействующие компараторы уступают прецизионным по точности сравнения.

Прецизионные компараторы отличаются от других классов компараторов повышенной точностью сравнения и стабильностью характеристик. Это достигается путем уменьшения входных токов смещения и существенного увеличения коэффициента усиления. Улучшение параметров точности обычно достигается ценой снижения быстродействия компараторов.

Выходные каскады компараторов в большинстве случаев оптимизированы для сопряжения с определенными логическими сериями (особенно это важно для микросхем с очень высоким быстродействием) или имеют открытый коллектор (открытый сток) для расширения возможностей разработчика. Компаратор также можно рассматривать в качестве аналогового коммутатора, который переключает уровни выходного напряжения, когда непрерывный входной сигнал становится выше или ниже заданного уровня.

Компания National Semiconductor выпускает широкую номенклатуру компараторов: скоростных (High-Speed) и c низким потреблением (Low-Power Comparators). Современные скоростные компараторы уже перешли наносекундный диапазон. Например, новые LMH7322 имеют задержку распространения* всего 700 пикосекунд. Необходимо отметить, что задержка распространения сильно зависит от величины перепада напряжения на входах компаратора, поэтому нужно всегда тщательно изучать графики, приводимые производителем в своей документации (datasheets). Это проиллюстрировано на рисунке 1 на примере широко распространенного компаратора LM319.

Рис. 1. Зависимость задержки распространения от Uвх в компараторе LM319

Из рисунка 1 хорошо видно, что задержка распространения сигнала зависит от величины перепада и от направления перехода входного напряжения. Время задержки значительно меньше при перепаде на входе от высокого уровня к низкому.

Основные параметры компараторов National Semiconductor приведены в таблице 1.

Таблица 1. Компараторы National Semiconductor

Наимено- ваниеКол- во кана- ловСвойстваIпотр. на ка- нал, мкАUпит., ВUсмещ.(макс), мВКонфиг. выходаCMVR*, BЗадерж ка сигна- ла, мксКорпус (а)
Скоростные компараторы (High-Speed Comparators)
LMH7322 (New)2700 пс задержка сигнала распрост- ранения30 мА2,7…128RSPECL **0,0007LLP-24
LMH7220 (New)12,5 нс, питание 2,7…12 В, LVDS выход8,2 мА2,7…129LVDS-0,2…100,0025SC70-6, SOT23-6
LMV721917 нс, питание 2,7…5В, rail-to-rail выход1,1 мА2,7…56Push- Pull-0,2…3,80,007SC70-5, SOT23-5
LMV7235(New)145 нс, ultra-low power, rail-to-rail выход652,7…56Откры- тый сток-0,2…5,20,045SC70-5, SOT23-5
LMV7239 (New)145 нс, ultra-low power, rail-to-rail выход652,7…56Push- Pull-0,2…5,20,045SC70-5, SOT23-5
LM1611скорост- ной диф ференци- альный компар. 13 мА11…321Диф- ференц.20…230,014TO5-10
LM3611скорост- ной диф ференци- альный компар.13 мА11…321Диф- ференц.20…230,014MDIP-14, SOIC-14, TO5-10
LM1192скорост- ной сдвоен- ный компара- тор4 мА5…364Откры- тый колл.8…330,08CERDIP-14, CERPAK-10, LCC-20, TO5-10
LM2192скорост- ной сдвоен- ный компара- тор4 мА5…364Откры- тый колл.8…330,08CERDIP-14, CERPAK-10, LCC-20, TO5-10
LM3192скорост- ной сдвоен- ный компара- тор4 мА5…361,8Откры- тый колл.7…340,08MDIP-14, SOIC-14, TO5-10
Компараторы с низким потреблением (Low-power Comparators)
LPV7215 (New)1микро- мощный, rai-to-rail вход/ выход0,611,8…53Push- Pull0…5,06,6SOT-23, SC70-5
LMC72151потребле- ние < 1 мкА, rail-to-rail вход0,72…86Push- Pull-0,2…5,212SOIC-8, SOT23-5
LMC72251потребле- ние < 1 мкА, rail-to-rail вход0,72…86Откры- тый сток-0,3…5,312SOT23-5
LMC67622микро- мощный, rai-to-rail вход62,7…155; 15Push- Pull-0,3…5,34SOIC-8
LMC67722микро- мощный, rai-to-rail вход62,7…155; 15Откры- тый сток-0,3…5,34SOIC-8, MSOP-8, MDIP-8
LMC72111микро- мощный, rai-to-rail вход72,7…155; 15Push- Pull-0,3…5,34SOIC-8, SOT23-5
LMC72211микро- мощный, rai-to-rail вход72,7…155; 15Откры- тый сток-0,1…2,84SOIC-8, SOT23-5
LMV7271/ 721/2питание от 1,8 В, rail-to-rail вход101,8…54Push- Pull-0,1…2,80,88micro SMD-5, SOT23-5, SC70-5
LMV72751питание от 1,8 В, rail-to-rail вход101,8…54Откры- тый сток-0,1…2,80,88SC70-5, SOT23-5
LMV72911питание от 1,8 В, rail-to-rail вход101,8…54Push- Pull0…3,50,88SC70-5
LP3394микро- мощный, 4 в одном корпусе152…365Откры- тый колл. -0,1…4,28SOIC-14, MDIP-14
LMV3932микро- мощный, общего примене- ния432,7…57Откры- тый колл.-0,1…4,20,6SOIC-8, MSOP-8
LMV3394низко- вольтный, общего примене- ния502,7…57Откры- тый колл.-0,1…4,20,6SOIC-14, TSSOP-14
LMV3311низко- вольтный, общего примене- ния602,7…57Откры- тый колл.2…34,50,6SC70-5, SOT23-5
LM29032низкое напряже- ние смещения2002…367Откры- тый колл.2…34,50,4MDIP-8, micro SMD-8, SOIC-8
LM2932низкое напряже- ние смещения2002…362; 5Откры- тый колл. 2…34,50,4TO5-8
LM3932низкое напряже- ние смещения2002…365Откры- тый колл.2…34,50,4MDIP-8, micro SMD-8, SOIC-8, TO5-8
LM1932низкое напряже- ние смещения2002…362; 5Откры- тый колл.2…34,50,4CERDIP-8, TO5-8
LM1394низкое напряже- ние смещения2002…362; 5Откры- тый колл.2…340,5CERDIP-14, CERPAK, CERPAK-14, LCC-20
LM2394низкое напряже- ние смещения2002…362; 5Откры- тый колл.2…340,5CERDIP-14
LM29014низкое напряже- ние смещения2002…367Откры- тый колл. 2…340,5MDIP-14, SOIC-14
LM33024низкое напряже- ние смещения2002…2820Откры- тый колл.2…260,5MDIP-14
LM3394низкое напряже- ние смещения2002…362; 5Откры- тый колл.2…340,5CERDIP-14, MDIP-14, SOIC-14
LMV7611прецизи- онный, низко- вольтный2252,7…51Push- Pull-0,3…3,80,12SOIC-8, SOT23-6
LMV7622прецизи- онный, низко- вольтный2752,7…51Push- Pull-0,3…3,80,12SOIC-8, MSOP-8
LM3971компара- тор общего примене- ния2505…307Откры- тый колл. 5…28,50,25SOT23-5
LM3921низкое потреб- ление5003…325Push- Pull3…301,5MDIP-8, SOIC-8
LM65111время установ- ления 180 нс2,7 мА2,7…365Откры- тый колл.3,2…34,750,18SOIC-8
LM1111компара- тор общего примене- ния5,1 мА5…363Откры- тый колл.0,5…340,2CERDIP-8/14, CERPAK, CERPAK-10, LCC-20
LM2111компара- тор общего примене- ния5,1 мА5…363Откры- тый колл.0,5…340,2TO5-8
LM3111компара- тор общего примене- ния5,1 мА5…367,5Откры- тый колл. 0,5…350,2MDIP-8

*CMVR — Common-Mode Voltage Range (диапазон допустимого синфазного напряжения на входах) **RSPECL — положительная эмиттерно-связанная логика с малым размахом сигнала

Скоростные компараторы National Semiconductor

Среди последних новинок особого внимания достоин скоростной сдвоенный компаратор LMH7322. Он имеет самое низкое потребление энергии (типовое значение 21 мА). Задержка распространения сигнала составляет менее одной наносекунды (700 пс) при работе на логические микросхемы RSPECL (положительная эмиттерно-связанная логика с малой амплитудой сигнала). Этот компаратор является усовершенствованием компаратора LMH7220 с низковольтным дифференциальным выходом LVDS. В конце 2007 года компания National Semiconductor планирует начать поставку образцов счетверенного компаратора с параметрами, близкими к LMH7322. Раздельное питание входных и выходных цепей LMH7322 позволяет легко согласовать входные и выходные сигналы разных частей устройства, не используя специализированные микросхемы для сдвига уровней. Кроме того, LMH7322 допускает отрицательное напряжение на входе до -6 В при однополярном напряжении питания до 12 В.

Время нарастания и спада сигнала LMH7322 составляет 160 пс.

Рис. 2. Допустимые диапазоны входных напряжений LMH7322 и компараторов этого класса от других производителей

На рисунке 2 показаны допустимые входные диапазоны напряжений для LMH7322 и компараторов этого класса от других производителей.

Рис. 3. LMH7322. Схема преобразования аналогового сигнала в сигнал с уровнями LVDS и стандартное включение этого компаратора

На рисунке 3 приведены рекомендуемые производителем схемы включения скоростного компаратора LMH7322 для преобразования аналогового сигнала в сигнал с уровнями LVDS и стандартное включение этой микросхемы.

К длительности задержки распространения компаратора LMH7322 необходимо относиться очень внимательно, так как этот параметр зависит от окружающей температуры и напряжения питания, и в худших случаях может доходить до 1050 пс. Эти факторы разработчик должен обязательно учитывать, если проектируемая аппаратура предназначена для работы в широком диапазоне температур и напряжений питания. Упомянутые зависимости приведены на рисунке 4. Интересно отметить, что при низкой рабочей температуре задержка распространения минимальна и приближается к значению 650 пс.

Рис. 4. Зависимости длительности задержки компаратора LMH7322 от напряжения питания и температуры

Типовое применение и основные параметры компаратора LMH7220 (предшественника LMH7322) приведены на рисунке 5. Выход LVDS этого компаратора обеспечивает уровень сигнала 325 мВ для передачи по симметричной линии с волновым сопротивлением 100 Ом. Этим обеспечивается малая чувствительность к шумам и электромагнитным помехам. Выходной сигнал с уровнями LVDS минимизирует потребление энергии по сравнению с выходом эмиттерно-связанной логики (ECL). Благодаря характеристикам выходного каскада потребление энергии остается очень малым даже при увеличении скорости передачи данных.

Рис. 5. Типовое применение скоростного компаратора LMH7320 с выходом LVDS и низким потреблением

В этой статье уже отмечалось, что с ростом быстродействия увеличивается и потребляемая мощность. Однако, в линейке скоростных компараторов National Semiconductor есть LMV7235 и LMV7239 с током потребления всего 65 мкА (ultra-low power, по определению производителя) при задержке распространения сигнала 45 нс (см. таблицу 1). Эти компараторы отличаются только типом выходного каскада. LMV7235 имеет выход с открытым стоком, а у LMV7239 выход построен по схеме Push-Pull. Чтобы не быть голословным, проиллюстрируем зависимость тока потребления LMV7235 и LMV7239 рисунком 6, взятым из документации производителя. В худшем случае при напряжении 1,5 В ток потребления не превышает 30 мкА.

Рис. 6. Зависимость тока потребления от напряжения питания и температуры для быстродействующих компараторов LMV7235 и LMV7239 с низким потреблением и задержкой распространения 45 нс

National Semiconductor рекомендует использовать компараторы LMV7239 для схем кварцевых генераторов и приемников импульсов инфракрасного излучения, основываясь на их высоком быстродействии и низком потреблении. Примеры реализации этих схем приведены на рисунке 7.

Рис. 7. Кварцевый генератор и приемник импульсов инфракрасного излучения, выполненные на основе LMV7239

В документации производителя есть еще несколько интересных решений на описанных выше микросхемах. Заинтересованный читатель без труда найдет их на сайте National Semiconductor: www.national.com.

Компараторы National Semiconductor с низким потреблением

Широкое распространение техники с автономным питанием стимулирует производителей к выпуску электронных компонентов с низким потреблением энергии. В перечне выпускаемых микросхем компании National Semiconductor есть компараторы с минимальным напряжением питания (всего 1,8 В). Они имеют Rail-to-Rail вход и выход, а потребляемый ток находится в пределах 600 — 800 нА во всем диапазоне напряжений питания. Речь, конечно, идет о новых компараторах LPV7215. Производитель указывает задержку распространения для этой микросхемы 6,6 мкс. Но ранее в статье уже было отмечено, что, измеряя этот параметр, необходимо учитывать величину перепада напряжения на входах, температурный режим и напряжение питания. Для полной точности нужно еще учитывать и направление перепада напряжения на входе компаратора (с высокого уровня на низкий и наоборот). В своей документации National Semiconductor приводит все эти зависимости. Некоторые из них для компараторов LPV7215 показаны на рисунке 8.

Рис. 8. Зависимости тока потребления от напряжения питания и температуры, задержки переключения от перепада напряжения на входе для микромощного компаратора LPV7215

Популярные компараторы LM311 (LM211, LM111), которые выпускаются уже в течение многих лет, производитель относит к компараторам с низким потреблением, хотя при изучении таблицы 1 это представляется спорным. Но, учитывая огромную популярность этих микросхем, National Semiconductor до сих пор продолжает их выпускать. Больший интерес для разработчика могут представлять сдвоенные компараторы LM393 (LM293, LM193). Они имеют расширенный диапазон напряжений питания от 2 до 36 В, низкое напряжение смещения, низкий ток потребления при более высокой точности по сравнению с LM311. Но задержка распространения у LM393 больше и составляет около 0,4 мкс.

Отдельного внимания заслуживает прецизионные низковольтные компараторы LMV761 (одиночный) и LMV762 (сдвоенный) с диапазоном напряжений питания от 2,7 до 5 В. Они характеризуются высокой точностью при относительно высоком быстродействии. Основные параметры этих микросхем приведены на рисунке 9.

Рис. 9. Основные параметры и зависимости напряжения смещения LMV761 и LMV762 от напряжения смещения и температуры

Вся информация для статьи взята с сайта производителя: https://www.national.com/.

По вопросам получения технической информации, заказа образцов и поставки обращайтесь в компанию КОМПЭЛ. e-mail: [email protected]

Универсальный контроллер питания для мобильных приложений

LP3910 от National Semiconductor — это гибкое решение для создания универсального модуля питания (PMU — Power Management Unit), которое содержит в себе интегрированный повышающе- понижающий преобразователь и несколько различных регуляторов напряжения. Помимо этого, LP3910 имеет два отдельных входа для питания устройства и зарядки батарей от шины USB или сетевого адаптера.

Интегрированный контроллер заряда поддерживает автоматическое переключение источников энергии. Наличие интерфейса I2C позволяет разработчикам изменять электрические характеристики и режимы системы питания, такие как значения выходных напряжений и варианты переключения источников питания под конкретное приложение.

В портативных устройствах, где используется питание 3,3 В, повышающе- понижающий преобразователь позволит продлить время работы от батарей. Li-Ion аккумулятор, как самый популярный выбор для питания мобильных приложений, как правило, имеет диапазон рабочих напряжений от 2,9 до 4,2 В. Когда аккумулятор заряжен, конвертер понижает напряжение до необходимого значения. Когда аккумулятор разряжен до значения менее 3,3 В, преобразователь повышает напряжение. Технически это позволяет увеличить время работы устройства от батареи на 10%, по сравнению с обычным понижающим преобразователем.

Программируемый контроллер питания LP3910, доступный в 48-выводном корпусе LLP размером 6х6 мм, содержит 4-канальный 8-битный АЦП для контроля аккумулятора и двух внешних источников питания. Для приложений, не использующих Flash-память или жесткий диск, National Semiconductor выпустила модификацию LP3913 с такими же функциями, что и у LP3910, но без повышающе- понижающего преобразователя, который заменен только на понижающий, с максимальным рабочим током до 500 мА.

•••

Наши информационные каналы

Триггер Шмитта

Как сказано выше для устранения ложных срабатываний компаратора, известных, как «дребезг контактов» необходимо использовать схему компаратора с петлёй гистерезиса, которая получила название триггера Шмитта.

В одной из статей я рассказывал о триггере Шмитта выполненном на транзисторах. Он характеризуется тем, что в отличие от компаратора имеет так называемую петлю гистерезиса. То есть компаратор переключается из высокого уровня напряжения в низкий при одной и той же величине входного напряжения, а триггер Шмитта имеет два уровня (порога) переключения

. Данное различие иллюстрирует изображение ниже


Изменение входного и выходного напряжения компаратора (справа) и триггера Шмитта (слева).
Уровни напряжения, при которых происходит переключение триггера Шмитта называются верхним уровнем (порогом) срабатывания триггера UВП и нижним уровнем (порогом) срабатывания триггера UНП.

Для реализации триггера Шмитта применяют ОУ охваченные положительной обратной связью (ПОС), которая реализуется подачей на неинвертирующий вход части выходного напряжения. Схема триггера Шмитта изображена ниже


Триггер Шмитта на операционном усилителе.

Работа триггера Шмитта во многом похожа на работу компаратора, только в отличие от него в триггере опорное напряжение не постоянно, а зависит от разности выходного и опорного напряжений, то есть имеет различные значения.

Рассмотрим инвертирующий триггер Шмитта. В исходном входное напряжение не превышает верхнего уровня срабатывания триггера UВП, поэтому на выходе присутствует положительное напряжение насыщения UНАС+ (примерно на 1 – 2 В ниже положительного напряжения питания UПИТ+). Когда входное напряжение достигает верхнего порога переключения UВП выходное напряжение резко упадёт до уровня отрицательного напряжения насыщения UНАС-(примерно на 1 – 2 В выше отрицательного напряжения питания UПИТ-). Верхний уровень напряжения переключения триггера Шмитта определяется следующим выражением

Далее триггер остаётся в устойчивом состоянии до тех пор, пока входное напряжение не станет меньше нижнего порога срабатывания UНП, а на выходе триггера установится положительное напряжение насыщения UНАС+. Нижний порог срабатывания триггера определяется следующим выражением

Таким образом, петля гистерезиса будет зависеть от соотношения резисторов R2 и R3, а ширина петли гистерезиса UГИС определяется разностью верхнего порога срабатывания UВП и нижнего порога срабатывания UНП

Триггеры Шмитта на ОУ являются основой для построения различных генераторов импульсов, поэтому важнейшими характеристиками ОУ работающих в импульсных схемах является быстродействие, которое зависит от задержек срабатывания и времени нарастания выходного напряжения.

Архивы LM393 — sxemy-podnial.net

Предлагаю вашему вниманию инфракрасный (ИК) датчик препятствий HW-201. Так же бывают и другие датчики с небольшими изменениями в схеме и названии, к примеру – MH-B, FC-51, YL-63.

Инфракрасный датчик препятствий HW-201. Внешний вид

Зашёл недавно в местный радиомагазин, а там молодые люди интересуются у продавца о увеличении дальности обнаружения препятствия. Слышал в обрывках фраз, что нужно что-то закоротить или подключить «мозги» — Ардуино. Я даже не пытался встрять в разговор – схемы то нет. Поэтому и приобрёл и себе пару датчиков препятствий, чтобы разобраться в этом вопросе.

Схему «поднял» и вот публикую её:

Рис. 1. Инфракрасный датчик препятствий HW-201. Схема

Схема проста до безобразия, поэтому у неё и такие скромные технические данные. Поднять чувствительность какими-то перемычками не представляется возможным. В [1] указан потребляемый ток датчика – 10 мА (и другие данные). Откуда такие скромные данные не понятно, ведь только ИК – светодиод тянет из питания 3,3 В — 20 мА, а при напряжении питания 5 В – 36 мА! Снизить потребляемый ток можно, если питать ИК – светодиод пульсирующим током, смотрите в [3] о максимальном импульсном токе.

Рис.2. Генераторы импульсов ИК — светодиодов. Схемы

Для снижения этого тока, собрал стандартный генератор импульсов на свободном компараторе U1.2 (смотрите схему на рис. 2 а), со скважностью включения ИК – светодиода 10 %, которую обеспечивают диод VD1 и резистор R11 (позиционные обозначения деталей продолжены от начальной схемы). Потребляемый ток снизился до 5,3 мА при питании 3,3 В, и до 8,8 мА при питании 5 В. Частота вспышек ИК – светодиода, при указанных на схеме номиналах деталей, примерно 120 кГц. Такая частота в данной схеме, ничего, кроме снижения потребляемого тока не даёт. И её можно установить любую, подбирая номинал конденсатора C3.

Если интересно будет визуализировать работу генератора, то можно собрать схему на рисунке 2 б. Для этого ёмкость конденсатора C3 нужно увеличить до 10 мкФ. Так же желательно усилить выходной ток компаратора транзистором VT1 (коэффициент его усиления нужно подобрать как можно больший). Для визуализации работы генератора можно включить цепь индикации питания светодиод HL3 и резистор R6 параллельно ИК — светодиоду HL1 и резистору R1.

При этом светодиод HL3 будет постоянно моргать с частотой генератора, примерно 0,8 Гц. При обнаружении препятствия начнёт моргать и светодиод HL2. Так же нужно помнить, что и сигнал на выводе OUT будет «моргать».

Заставить «моргать» ИК — светодиод HL1 можно и менее затратным способом. Для этого, в цепь питания ИК — светодиода HL1 нужно поставить «моргающий» светодиод HL4 (смотрите схему на рис. 2 в). Стоит заметить, что эта схема не будет работать при напряжении питания 3,3 В.

Монтаж дополнительных деталей можно осуществить на выносной плате, при этом, правда, придётся отводить в сторону от датчика препятствий шесть проводов. А можно также, с другой стороны платы датчика препятствий приклеить ещё одну плату и соединить все цепи между собой как короткими проводками, так проводами, просверленными насквозь через обе платы.

С интересом почитал так же статью в [2].

P.S.: Хотел сказать, что мне приятна эта плата тем, что на ней стоит пара подобранных ИК деталей, работоспособность которых сразу легко увидеть.

P.P.S.: Не смогут увеличить чувствительность этого инфракрасного датчика препятствий ни мозги Ардуино, ни супер-пупер компьютер. Схема такая :).

 

Литература:

  1. https://robotchip.ru/obzor-infrakrasnogo-modulya-prepyatstviya-lm393/
  2. https://freshgeek.ru/infrakrasnyi-datchik-prepiatstviia-na-komparatore-lm393/
  3. https://ledjournal.info/spravochnik/infrakrasnye-svetodiody.html

Архивы Схему поднял — Страница 2 из 10

C005 — простой таймер. Рис. 1

Представляю вашему вниманию «хитрую микросхему» C005 — простой таймер с временем установки задержки от 4 секунд и до 40 (никто, наверное, и проверять не будет) дней. Рабочее напряжение питания микросхемы от 2 до 5 вольт. Если подать 12 вольт, то микросхема сгорает — проверено :). Судя по публикациям в интернете, эта микросхема многим приглянулась своим функционалом и характеристиками. Хотя характеристик не так и много у неё. Даташитов нет, только сопроводительный листок в полиэтиленовом пакетике с микросхемой. Даже нет официального названия, только C005 на платке размерами 12х12 миллиметров рядом с «чёрной кляксой». Поэтому все и называют — C005. Чем приятна эта микросхема? А тем, что в маленькой «кляксе» спрятано довольно таки большое устройство, а это как минимум — триггер, генератор, два переключаемых ключа и три двоичных счётчика-делителя (рисунок 2). А потребляет эта микросхема, как указано в [1] ну, очень мало тока:

— Iпотр.стат., при Uпит. = 5 В: 1 мкА .

— Iпотр.дин., при Uпит. = 5 В: 100 мкА .

— Imax.выхода (относительно +Uпит.), при Uпит. = 3 В: 30 мА.

— Imax.выхода (относительно -Uпит.), при Uпит. = 3 В: 3 мА.

Проблема отсутствия даташитов выражается ещё и в том, что нет точного обозначения и нумерации выводов микросхемы. Как изображать её на схемах? Вот этот пробел я и хочу устранить, предложив свою версию нумерации и обозначения, а также выясненные особенности в работе с этой микросхемой.

C005 — простой таймер. Рис. 2

На рисунке 1 изображены мои представления о нумерологии и обозначении выводов микросхемы. На рисунке 2 изображено примерное устройство C005. Так я его представляю. Первое, это RS-триггер — когда на вывод 2 микросхемы C005 поступит запускающий импульс низкого уровня — S‾, то на его выходе Q появится логическая единица (на выходе  Q¯появится логический 0, это вывод 3), которая даст разрешение работе генератора (какой там генератор я не знаю, поэтому изобразил его в виде логического И-НЕ элемента с триггером Шмитта). Между входом и выходом И-НЕ элемента находится внешний резистор отрицательной обратной связи (ОС) — Rx, (а может и положительной ОС), и это соответственно выводы микросхемы C005 — 8 (ING) и 7 (OFG). Далее сигнал с генератора поступает на двоичный счётчик-делитель на 2

23, и если будут поданы управляющие напряжения на входы электронных ключей 5 (EI23) и 6 (EI26) , то и далее на двоичные счётчики-делители на 23 и 26. Когда счёт закончится, то импульс с выхода последнего двоичного счётчика-делителя поступит на вход R RS-триггера и установит его в начальное состояние.
На выходе Q¯, и соответственно на 3 выводе микросхемы C005, появится логическая 1. Всё счёт окончен.

C005 — простой таймер. Рис. 3

В генераторе, я представил, во входной цепи, должен стоять конденсатор (я его изобразил C1?, смотрите на рисунке 2). А раз он там стоит, значит подключая параллельно ему внешний конденсатор Cx (смотрите на рисунке 3), можно изменять выходную частоту генератора и соответственно увеличивать время работы таймера (а может просто для подгонки времени работы). Провёл некоторые измерения, и результаты изложил в таблице 1. Снижая частоту генератора введением конденсатора Cx можно существенно изменить время таймера, к примеру, до года и более :). В таблице так же привёл фотографии и точные значения конденсаторов Cx, так как есть некоторые странности в линейности времени таймера при напряжении питания 3,3 вольта. Кстати, если нужно, то можно за стабилизировать частоту генератора кварцевым резонатором. Для этого нужно, вместо резистора Rx, установить параллельно включенные катушку индуктивности и кварцевый резонатор.

В этом простом таймере нет вывода СБРОСа (RESET). При его поиске были проверены выводы 7 и 8 микросхемы C005. При замыкании 7 и 1 вывода микросхема C005 перестала работать (сгорела). А вот замкнув выводы 8 и 1 микросхемы C005 счёт остановился (нажать SB2 на рисунке 4). Контроль выходной частоты генератора производился на выводе 7 микросхемы C005 (смотрите на рисунке 4).

C005 — простой таймер. Рис. 4

СБРОС удалось ввести, обрывая на непродолжительное время напряжение питания микросхемы C005, это элементы SB1, C1, R1, R2, DD1 (эта схема также может быть выполнена на транзисторах). И ещё, хочу обратить ваше внимание на то, что не нужно ставить никакого фильтрующего конденсатора на вывод питания микросхемы C005 после схемы СБРОСа, так как он ухудшит быстродействие. Но, если очень хочется, то конденсатор должен иметь очень маленькую ёмкость. Из-за того, что нет конденсатора по питанию, на выводе 3, во время работы таймера, присутствуют короткие импульсы с частотой генератора. Это явление легко устраняется установкой пассивного фильтра НЧ — C2 и R3.

Сигнал после этого фильтра можно подавать как на входы КМОП, так и на базы транзисторов.

C005 — простой таймер. Таблица 1

Так же, хотел обратить ваше внимание на схему включения микросхемы C005 на рисунке 4. Здесь вывод 2 входного импульса  S¯ закорочен с выводом 1. Такая схема включения, обеспечивает начало работы сразу после подачи напряжения питания на вывод 4. То есть образовался некий трёхполюсник. Запуском таймера теперь является подача напряжения питания на его вывод 4.

Отдельно хотел сказать о наличии в простом таймере C005 RS-триггера, он обеспечивает крутой перепад выходного тока на выводе 3 с низкого уровня в высокий, что немаловажно во многих схемах цифровой техники.

Откуда взялась цифра 223? Всё очень просто. Используя информацию из таблицы с частотой генератора и временем выдержки таймера в [1], я взял, к примеру, частоту — 2200 Гц и время — 3813 секунд при напряжении питания 4,5 вольта. Произведение этих чисел дало такой результат: 2200 х 3813 = 8388600, а число 223 = 8388608! Сравните эти числа. Похожи? Остальные произведения тоже «крутятся» вокруг числа 223.

Как пользоваться микросхемой C005, точнее, как подобрать резистор Rx. Я пользуюсь такой методикой: к примеру, мне нужно создать таймер на 4 часа, а это — 14400 (4х60х60) секунд. Теперь нужно поделить это число на 512 (2

3 х 26 ), то есть, я собираюсь активировать дополнительные счётчики-делители. И получим в результате — 28,125 секунд. Теперь в таблице в [1], поищем подходящие значения, и это даёт мне резистор Rx номиналом, примерно — 75 кОм. Проверить с секундомером точность полученных результатов лучше всего уже в собранном устройстве. Если будут отличия, то можно подобрать более точно Rx и Cx (если он вообще нужен).

В заключение, хочу сказать то, что микросхема была создана, наверное, для определённого аппарата, о чём свидетельствует её не обычный дизайн. Но были замечены её положительные свойства и поэтому решили выпускать в более больших количествах. За что им отдельное спасибо за хорошую микросхему C005.

 

Литература:

  1. https://do1kv.blogspot.com/2018/07/kitajskij-chip-tajmer-c005-utochnenie-parametra-vyderzhki-vremeni.html
  2. https://ru.aliexpress.com/item/5Pcs-Multifunction-Delay-Trigger-Timing-Chip-Mudule-Timer-IC-Timing-2s-1000h/32669160366.html
  3. Цифровой тестер транзисторов Mega328, измеритель емкости диода, триода, ЭПС MOS/PNP/NPN LCR 128*64, ЖК-экран V2.68

Прекращаем ставить диод 2 / Хабр

Несколько лет назад мною была опубликована

статья

под аналогичным заголовком. Если кратко, то в ней я рассказал о процессе разработки с нуля устройства, выполняющего функции «идеального диода» для предотвращения разряда буферного аккумулятора на обесточенный блок питания.

Устройство получилось относительно сложным, хотя и довольно экономичным (ток потребления при использовании современной версии компаратора LM393 получился около 0.5 mA). Читатели обратили внимание на эту сложность и в комментариях предложили другой вариант «идеального диода», который выглядит на порядок более простым. К своему стыду, на тот момент я не был знаком с такой схемой, поэтому решил при удобном случае разобраться с ней подробнее. После серии экспериментов, которые начались с компьютерной симуляции, а закончились макетной платой, было выяснено, что при своей кажущейся простоте, эта схема очень нетривиальна как с позиции понимания всех протекающих в ней процессов, так и с точки зрения подводных камней, которые она в себе таит.

В общем, предлагаю вашему вниманию другой вариант реализации «идеального диода» с подробным описанием его особенностей.

Канонический вариант, предложенный в комментариях, имеет такой вид:

Всего четыре (или пять, смотря как считать) деталей и «идеальный диод» готов. Вроде бы все очень просто. Однако первое, что бросается в глаза, это использование сборки вместо обычных дискретных транзисторов. Может показаться, что это прихоть автора данного конкретного исполнения. Однако после изучения других вариантов обнаруживается, что такой подход используется почти во всех схемах, которые можно найти в сети. Тут мы и подходим к разбору принципа действия этой схемы.

Для понимания принципа начинать лучше с момента, когда все переходные процессы уже завершены, и нагрузка потребляет некоторый ток от блока питания. Этот ток течет через ключ и из-за ненулевого сопротивления канала, напряжение в точке 1 немного больше, чем в точке 2. В этом случае ток из точки 1 через эмиттерный переход T1 попадает в цепь баз обоих транзисторов, а затем через R1 стекает на «землю». В результате на базах транзисторов устанавливается напряжение, равное напряжению открытия эмиттерного pn-перехода. Но из-за того, что эмиттер T2 находится под более низким потенциалом, чем эмиттер T1, ток через его базу почти не течет потому что напряжение между его эмиттером и базой меньше, чем необходимо для открытия перехода. А раз базового тока нет, то T2 закрыт, сопротивление эмиттер-коллектор высокое, затвор силового ключа заземлен через R2, что создает условия для его открытия. Как итог, ток течет из точки 1 в точку 2 через открытый канал силового ключа (а не просто через технологический диод) и падение напряжения на этом участке измеряется милливольтами.

При обесточивании блока питания напряжение в точке 1 очень быстро станет ниже, чем в точке 2. При этом ток прекратит течение через эмиттерный переход T1 и вместо этого начнет протекать через эмиттерный переход T2, открывая его. В итоге сопротивление эмиттер-коллектор транзистора T2 сильно уменьшится, затвор силового ключа окажется соединенным с истоком, и канал будет закрыт.

Исходя из вышесказанного, необходимым условием работы схемы является тождественность транзисторов T1 и T2. Особенно это касается напряжения открытия эмиттерных переходов. Оно, во-первых, должно совпадать с точностью не хуже единиц милливольт, а во-вторых, любые его колебания под действием температурного фактора должны быть синхронными для обоих транзисторов.

Именно поэтому использование дискретных транзисторов в этой схеме недопустимо. Только изготовленная в рамках единого технологического цикла пара может считаться достаточно тождественной. А их размещение на общей подложке гарантирует необходимую температурную связь.

И уж тем более лишен смысла вариант схемы, который тоже можно найти на просторах интернета, где вместо одного из транзисторов используется диод.

Такая схема при определенном везении заработает, но ни о какой надежности работы тут речи просто не идет.

Кстати, некоторые авторы идут дальше, и кроме транзисторной сборки используют так же и резисторную (либо дискретные резисторы с допуском 1% или лучше), мотивируя это необходимостью дальнейшего соблюдения симметрии схемы. На самом деле резисторы совершенно не нуждаются в точном подборе, но об этом ниже.

Приведенное выше объяснения принципа действия является сильно упрощенным, оно дает краткий ответ на вопрос «как работает», но не дает понимания глубинных процессов, происходящих в схеме, и, в частности, никак не обосновывает выбор номиналов элементов.

Так что, если кому интересны подробности, то читаем дальше, а кому достаточно практической схемы, просто скрольте до последнего изображения статьи.

Для наглядности давайте сначала перевернем схему, заменим PNP-транзисторы более привычными NPN, и, наконец, немного усложним, чтобы было понятно, откуда вообще взялся конечный вариант.

Итак, что мы тут видим? Два простых усилительных каскада по схеме ОЭ и общая цепь смещения через резистор Rs. Если транзисторы одинаковые, то ток, текущий через резистор смещения, поровну разделится между базами обоих транзисторов и приоткроет их на одинаковую величину. В результате через коллекторные нагрузочные резисторы потекут одинаковые токи, и выходные напряжения в точках OUT1 и OUT2 будут тоже равны.

Теперь вернемся к нашим баранам и вспомним, что эмиттеры транзисторов не соединены вместе, напротив, между ними может возникать разность потенциалов, равная падению напряжения на открытом канале силового ключа. Учитывая величину сопротивления канала, разность напряжений между эмиттерами может составлять от единиц до сотен милливольт. Вот как это выглядит на нашей схеме.

В результате смещения эмиттер T2 оказывается немного «выше над землей», чем эмиттер T1, а значит напряжение Ube2 будет ниже, чем Ube1. Теперь вспомним, как выглядит ВАХ эмиттерного pn-перехода.

Если рабочая точка находится в области максимального наклона характеристики, то даже незначительное изменение приложенного напряжения ведет к очень сильному изменению протекающего тока, т. е. чем ниже прямое напряжение, тем больше эквивалентное сопротивление перехода.

Снова посмотрим на схему. Напряжение на эмиттерном переходе T2 уменьшилось, его эквивалентное сопротивление увеличилось, а значит ток смещения, текущий через Rs уже не разделяется симметрично между базами транзисторов, а течет преимущественно через эмиттерный переход T1. От этого T1 открывается, а T2, соответственно, закрывается на ту же величину. Распределение токов теряет симметрию и схему как-бы «перекашивает». Причем абсолютная величина перекоса равна коэффициенту передачи тока транзисторов (не суммарно, а каждого в отдельности, при условии, что транзисторы одинаковые).

Если мы перевернем разность потенциалов эмиттеров на обратную, схему аналогично перекосит в противоположную сторону: чем больше коллекторный ток у одного транзистора, тем меньше у второго и наоборот. В итоге имеем «обратное» токовое зеркало, где под влиянием одного входного сигнала происходит симметрично-противоположное изменение токов в плечах схемы.

Классическое «прямое» токовое зеркало (как те, что входят в состав операционных усилителей и компараторов) отличается тем, что в нем наоборот под влиянием двух однополярных входных величин в противоположные стороны изменяется ток одного транзистора.

Идем дальше. Полученная схема дает нам понятие о ролях резисторов. Коллекторные резисторы R1 и R2 являются нагрузкой транзисторов. Их роль – питание тех цепей, которые подключаются к нашей схеме, как к источнику управляющего сигнала. А значит, их сопротивление должно быть таким, чтобы протекающего через них тока было достаточно для активации входных цепей нагрузки. В данном конкретном случае нагрузкой является затвор MOS-транзистора, который имеет входное сопротивление многие мегаомы.

В даташитах обычно указывается не входное сопротивление, а ток утечки затвора при заданном напряжении. Из этого тока можно определить оммическое сопротивление изоляции затвора и защитных диодов. Например, для транзистора IRF5305 заявлен ток утечки не более 100 нано-ампер при напряжении 20 вольт. Простой подсчет дает нам величину входного сопротивления по меньшей мере 200 МОм.

При таком входном сопротивлении потребителя можно было бы использовать очень высокоомные нагрузочные резисторы, уменьшив таким образом собственное потребление транзисторов до наноамперного уровня. Однако лучше не «шиковать» слишком сильно, потому что высокоимпедансные цепи становятся чувствительными к разнообразным наводкам. А кроме того, при субмикроамперных коллекторных токах падает коэффициент усиления биполярного транзистора. Наиболее уместным сопротивлением нагрузок в данном случае можно считать сотни кОм. Это оптимальное сопротивление с точки зрения надежности, и при этом достаточно высокое с позиции экономичности.

С коллекторными резисторами разобрались. Теперь перейдем к резистору смещения Rs. Что зависит от его сопротивления? От него зависят начальные токи коллекторов, то есть токи полностью сбалансированной схемы. Причем эти токи зависят и от выбранных ранее номиналов нагрузочных резисторов, и от коэффициента усиления транзисторов. Так какое же значение этого сопротивления все-таки будет оптимальным? А такое, при котором режимы транзисторов окажутся в точках наименьшей устойчивости.

Ведь чем проще схема поддается влиянию дисбалансирующих факторов, тем выше получается ее чувствительность ко входному сигналу. Именно поэтому в отсутствие входного сигнала транзисторы не должны быть полностью открытыми или полностью закрытыми, они должны быть в промежуточном состоянии.

Тут уместна аналогия с простейшими качелями-балансирами. Если такие качели находится в равновесии, то вывести их из этого состояния проще всего: легкий толчок, и они наклоняются в нужную сторону. А вот если они уже перекошены грузом на одном из плечей, выведение из такого устойчивого состояния требует значительных усилий.

Поэтому наилучшим сопротивлением Rs является такое, при котором напряжения на коллекторах транзисторов примерно равны половине питающего напряжения. Это условие не нужно воспринимать буквально и подбирать сопротивление до ома. Более того, для уменьшения рабочих токов вполне допустимо сознательно увеличить Rs так, чтобы напряжения на коллекторах было примерно на 5 вольт ниже питающего. Это оставит достаточный запас для надежного управления силовым ключом, но при этом до минимума уменьшит токи во всех цепях, а значит и потребление схемы.

Для управления современным силовым MOSFET-том на его затвор нужно подавать напряжение, не менее того, что заявлено в строке «Gate threshold voltage» даташита. Для типичного современного транзистора это напряжение равно 3-4 вольта, отсюда и выбранное значение 5 вольт, которого гарантировано хватит чтобы полностью открыть транзистор при минимальном входном сигнале.

Что касается конкретного номинала Rs, то натурный эксперимент показал, что, например, для сборки BC807DS его сопротивление должно быть примерно 5 MОм. Для других транзисторов эта величина может отличаться, но есть еще один фактор, который играет нам на руку и уменьшает необходимость в тонком подборе сопротивлений.

Дело в том, что в реальной схеме, когда через силовой ключ начнет идти ток, выводящий схему из равновесия, напряжение на затворе начнет изменяться, а значит, начнет изменяться и сопротивление канала. И вот эта обратная связь носит усиливающий характер, когда падение напряжения на канале приводит к дисбалансу схемы, от чего изменяется напряжение на затворе так, что сопротивление канала меняется еще сильнее, что ведет к еще большему перекосу. И так продолжается до достижения крайнего положения, в котором силовой ключ больше не реагирует изменением сопротивления канала на изменение напряжения затвора. Однако, если коэффициент усиления транзистора достаточно большой, то процесс идет дальше, вплоть до достижения напряжения питания или нуля (в зависимости от соотношения напряжений в точках 1 и 2).

Таким образом, реальная схема, которую можно нарисовать с учетом сказанного выше, может иметь такой вид:

И в таком виде она действительно изредка встречается на сайтах, посвященных электронике. Однако начинали мы с другой вполне рабочей схемы, которая и проще и встречается гораздо чаще. Что отличает эти два варианта? Давайте снова на короткое время вернемся к прототипу, с которого начинали подробный разбор.

Что в этой схеме лишнее? По той причине, что управляющее напряжение для затвора силового ключа мы снимаем с коллектора одного из транзисторов (точка OUT2), напряжение на коллекторе второго (OUT1) нас совершенно не волнует. А по той причине, что наличие или отсутствие малого коллекторного тока весьма слабо сказывается на вольт-амперной характеристике эмиттерного перехода, нагрузочный резистор R1 спокойно можно удалить из схемы. А чтобы коллекторный вывод T1 не болтался воздухе и не собирал наводки, его лучше соединить с базой T1 (хотя делать это не обязательно, схема отлично работает и с оборванным выводом коллектора).

Итоговая схема принимает до боли знакомый вид:

Причем я специально сохранил расположение резисторов как в прототипе, чтобы подчеркнуть тот факт, что резисторы эти выполняют совершенно разные функции. Это не очевидно на исходной схеме, зато хорошо видно здесь, особенно после всех объяснений и выкладок. Левый резистор – это резистор смещения Rs, а правый – нагрузочный резистор R2 из схемы прототипа. Они не то что не должны быть совершенно одинаковыми (как думают некоторые авторы), их номиналы вообще взаимосвязаны очень косвенно и в общем случае не обязаны даже иметь общий порядок.

Именно поэтому нет никакой надобности использовать в этом месте резисторную сборку или дискретные резисторы малого допуска.

А еще из этой схемы следует, что питание устройство получает из точки 2, а точка 1 – просто источник входного сигнала. Таким образом, когда напряжение присутствует только в точке 2, питание подается непосредственно, а если только в точке 1, то сначала запитка происходит через технологический диод силового транзистора, а затем, когда схема проснется и начнет работать, уже через открытый канал.

С принципом действия и номиналами разобрались, результат на схеме:

Именно в таком виде схему массово рекомендуют на разных форумах, но есть пара нюансов, которые сильно ограничивают ее практическое применение. Первая проблема заключается в одном параметре биполярных транзисторов, о котором не принято вспоминать в большинстве практических применений. Вот он:

Оказывается, что максимальное обратное напряжение эмиттерного перехода большинства маломощных транзисторов составляет единицы вольт, и вот чем это грозит нашей схеме. Если напряжение есть только в точке 2, а точка 1 через небольшое сопротивление соединена с землей (как раз так себя ведет обесточенный блок питания), то ток из точки 2 через прямосмещенный эмиттерный переход T2 попадает на обратносмещенный эмиттерный переход T1, за которым уже почти земля. То есть почти все напряжение точки 2 оказывается приложено к эмиттерному переходу T1.

И вот тут и происходит самое интересное. Если напряжение в точке 2 выше предельно допустимого, то эмиттерный переход T1 входит в режим лавинного пробоя, и при достаточно малом значении RL, транзистор просто выходит из строя.

Таким образом, надежная эксплуатация этой схемы возможна только при рабочих напряжениях не выше, чем то, что заявлено в даташите на выбранный транзистор, т. е. на практике это не более 5-8 вольт. Даже 12-вольтовый источник формально уже не может быть подключен к такой схеме.

Тут кстати, интересный факт. Я перепробовал несколько сборок разного типа, у которых заявлено максимальное напряжение эмиттерного перехода от 5 до 8 вольт, и все они показали напряжение лавинного пробоя аж 12-13 вольт. Однако не стоит на это рассчитывать в практических схемах, не зря же говорят, что спецификации пишутся дымом сгоревших компонентов.

Если нужно коммутировать относительно высокое напряжение, то транзистор T1 нуждается в защите. Проще всего это сделать, просто внеся дополнительное сопротивление, которое ограничит обратный ток через переход.

Этот резистор внесет некоторый дисбаланс в схему, однако по той причине, что его сопротивление довольно мало по сравнению с сопротивлением резистора смещения, влияние будет минимальным и на практике не ощутимым. Кроме того, через этот резистор потечет небольшой ток утечки из точки 2 в точку 1, который сделает наш диод не таким идеальным, как хотелось бы. Но тут приходится идти на некоторый компромисс.

Некоторые авторы (те немногие, которые осознали саму необходимость защиты) предлагают дополнительно оградить эмиттерный переход при помощи прямо включенного диода.

Этот диод позволяет вообще не достигать порогового значения напряжения, ограничив его величиной прямого падения, то есть менее одного вольта.

Однако по моему скромному мнению, скрипач диод не нужен. Дело в том, что лавиный пробой для любого pn-перехода является совершенно нормальным режимом работы и с ним не нужно бороться.

Старая поговорка гласит: убивает не напряжение, убивает ток. И это относится не только к случаю поражению человека электрическим током. С диодами и транзисторами ситуация аналогичная. Лавинный пробой сам по себе полностью обратим и штатным образом используется, например, в стабилитронах. А дурная слава закрепилась за ним из-за того, что в силовых схемах это явление как правило сопровождается неконтролируемым ростом тока, протекающего через переход, сильным нагревом, и следующим за ним уже необратимым тепловым пробоем.

Если схему планируется использовать при напряжениях около 12 вольт, то все можно оставить как есть и наслаждаться. Но ситуации в жизни бывают разные и рано или поздно напряжение может оказаться и выше, например 24-27 вольт, как в бортовой сети больших автомобилей.

И вот тут всплывает еще одно ограничение, о котором тоже не часто приходится вспоминать при проектировании маловольтажных схем. Дело в том, что затвор MOSFET отделен от канала тончайшей оксидной пленкой. Ее толщина определяет передаточные свойства транзистора и на практике составляет единицы атомов оксида кремния. Естественно, что электрическая прочность такого тонкого диэлектрика оказывается весьма невысокой. Заглянем в даташит типового мощного «полевика».

Тут мы видим, что предельное напряжение завтора – 20 вольт. А теперь снова посмотрим на конечную схему нашего устройства и подумаем, что будет, когда транзистор T2 окажется полностью закрыт. В этом случае затвор полевого транзистора через R2 окажется заземлен. А так как сопротивление затвора, как мы выяснили выше, имеет порядок сотен мегаом, потенциалы распределятся так, что почти все напряжение питания будет приложено к изоляции затвора.

При питании напряжением выше 20 вольт получаем риск пробоя затвора силового ключа. Чтобы этого не произошло, нужно как-то ограничить напряжение между истоком и затвором до допустимой величины. Проще всего сделать это при помощи стабилитрона, шунтирующего выводы истока и затвора.

В этом случае даже если транзистор T2 окажется полностью закрыт, излишний ток возьмет на себя стабилитрон, и напряжение на затворе ограничится напряжением стабилизации D1. Именно поэтому напряжение стабилизации должно быть в диапазоне от параметра «Gate Threshold Voltage» до «Gate-to-Source Voltage», с небольшими отступами, конечно же.

В принципе, в некоторых даташитах в составе силового MOS-транзистора рисуют встречно-последовательную пару стабилитронов между затвором и истоком, которая, надо полагать, как раз и предназначена для ограничения напряжения на затворе. Так что тут каждый пусть решает сам, доверять судьбу транзистора встроенной защитной цепи, или же подстраховаться собственными силами.

Полученное тут устройство отлично выполняет свои функции «идеального диода», обеспечивая прямое сопротивление, полностью соответствующее выбранному силовому «полевику», обратное сопротивление более 100 кОм, и собственное потребление при напряжении 25 вольт не более 150 мкА.

Типовая схема Супервизора питания (детектор пониженного напряжения). Методика расчёта [2015.03.24] / Блог им. Celeron / Сообщество EasyElectronics.ru

Полезна ли эта статья? Однако, меня заворожила красота математических выкладок и пришедших идей. Поэтому захотел её опредметить…

(Примечание: картинки в статье кликабельны и ведут на увеличенное изображение.)
Вступление

Определение: Супервизор — это микросхема детектор пониженного напряжения, для защиты схемы/устройства от некачественного питания (по англ. «Undervoltage Protection», «Undervoltage Sensing Circuit», «Supply Voltage Supervisor» и т.п.)

Читая даташиты на Супервизоры, и рассматривая функциональные схемы — заметил, что реализация встроенных компараторов напряжений различается:

  1. Некоторые схемы основаны на классической конфигурации, когда эталонный Источник Опорного Напряжения (ИОН) подключается Анодом к Земле и подпирает один из входов Компаратора — это, ИМХО, более естественно и привычно.
    Обычно, в такой схеме, ИОН подпирает инверсный вход (-), тогда при снижении напряжения питания ниже Порога — выход компаратора переключается в состояние «лог.0», что значит: «ошибка» или «нет питания»… (см. схему «Рис.2»)
  2. Но как ни странно, большинство Супервизоров общего назначения реализованы на перевёрнутой конфигурации: когда ИОН подключается как-то хитро… Катодом к шине Питания… Запутанная схема — вызвала желание разобраться… (см. схему «Рис.1»)
А впоследствии, ещё возник вопрос: какой из двух подходов эффективнее? Я тогда искал схемотехническое решение для собственной реализации Супервизора, на дискретных компонентах…

Таким образом, в этой статье представлен разбор принципа работы двух схем. Методика расчёта обвязки компаратора, для обоих схем. И мои рекомендации, какая из двух схем лучше.

1. Типовая схема Супервизора «Рис.1»

По этой схеме выполнены микросхемы Супервизоров: KIA70xx Series; PST529 Series; отечественные серии К1171СП2хх, К1274хх… То есть, здесь, большинство простейших универсальных трехвыводных супервизоров питания общего назначения.

Рис.1 — Типовая схема Супервизора:

Пояснение работы схемы

На компаратор поступает два напряжения, формируемые:
(1) каскадом со стабилитроном = Vcc — dUстаб. (фиксированная аддитивная добавка)
(2) резистивным делителем = Vcc * R2/(R1+R2) (пропорциональная часть)

Изначально: (1)>(2), компаратор выдаёт «лог.0» на выходе.

При уменьшении Vcc, пропорциональная часть (2) от Vcc — уменьшается медленнее, чем целое Vcc (1)… В конце концов, потенциал (1) нагонит и сравняется с (2).

Смещение dUстаб. не влияет на скорость схождения — это лишь небольшая фора для (1), чтобы успеть нагнать напряжение (2), которое стартует при изначально более «выгодных» условиях {Упрощённо: если напряжение (1) бежит аж от Vcc до 0V, то напряжение (2) бежит от Vcc*R2/(R1+R2) до 0V. ..} Хотя, скорость снижения напряжения (1) быстрее. Однако, если бы не было смещения dUстаб., то (1) никогда бы не догнал (2), но они бы лишь сравнялись только в точке =0V.

Практически, процессы можно проиллюстрировать графиком «Рис.3», который облегчает настройку параметров системы и делает вещи более очевидными.
Точка равенства напряжений (1)=(2): Uпорог-dUстаб. = Uпорог*R2/(R1+R2)

Рис.3 — Точка переключения компаратора:

Примечание: Для универсальности, далее в расчётах и по тексту, будем обозначать смещение и Стабилитрона, и ИОНа одинаково: dUстаб. (номинал стабилитрона) = Uref (номинал ИОН). По сути, это одно и тоже, тождественно…

Расчёт схемы

Пусть, требуется Uпорог=3.2V

Номинал стабилитрона: Uref=3/4*Uпорог=2.4V (меньше не бывает, и в рекомендуемый диапазон попадает)
Стабилитрон BZV55-B/C2V4 имеет ток утечки Irmax=50uA.
Следовательно, в него надо загонять ток на порядок больше >500uA.
Следовательно, номинал токоограничивающего резистора должен быть менее R3 < (Uпорог-Uref)/500uA=1600R, т.е. R3=1.5k

Компаратор должен иметь «Выход с открытым коллектором»…
В модели использован Идеальный компаратор (для безглючности симуляции и чётких графиков), но входные каскады рассчитаем, для примера, на реальные компараторы общего назначения:

LMx39 (4шт. Компаратора, Питание single +2..36V, или dual +-1..18V)
у него, средний входной ток: «Input Bias Current Max.» = 250nA
плюс, для верности, дифференциал между входами: «Input Offset Current Max.» = 50nA

LMx93 (2шт. Компаратора, Питание single +2..36V, или dual +-1..18V)
у него, средний входной ток: «Input Bias Current Max.» = 500nA
плюс, для верности, дифференциал между входами: «Input Offset Current Max.» = 200nA
(хм, этот — вообще, так себе…)

Предположим, реальная схема будет построена на компараторе «LMx39». Максимальный ток по входу, при самых неблагоприятных условиях, будет = «Input Bias Current Max. » + «Input Offset Current Max.» = 300nA
Следовательно, через резистивный делитель должен протекать ток, как минимум, на порядок больше >3uA. Тогда, сумма номиналов резисторов должна быть, как минимум, меньше: (R1+R2)
Хотя, для точности — желательно, конечно, чтобы через резистивный делитель протекал ток на два порядка больше >30uA. Тогда, сумма номиналов резисторов должна быть меньше: (R1+R2)
Но при таком грубоватом компараторе (со значительными утечками) — мы не будем гнаться за идеальной схемотехникой. Тем более, что «типичные» токи утечки ожидаются на порядок меньше, чем «максимальные»… Поэтому, здесь, рекомендую рассчитывать на границу: (R1+R2)

Второе уравнение системы, для расчёта резисторов:
(Uпорог-Uref)=Uпорог*R2/(R1+R2) или
R2/R1=(Uпорог/Uref-1)
а учитывая, что у нас Uref=3/4*Uпорог:
R1=3*R2.
Решив систему уравнений, получаем номиналы: R1=150k, R2=51k…
Окончательную подстройку границы срабатывания производим экспериментально…

2.
Классическая схема Супервизора «Рис.2»
По этой схеме выполнены микросхемы Супервизоров: ADM705, ADM706, ADM707, ADM708; TLC7701, TLC7725, TLC7703, TLC7733, TLC7705; и возможно, MN1280x, MN1281x… Это всё сложные специализированные супервизоры питания для микропроцессоров, с кучей дополнительных функций. Диапазон питания у данных супервизоров ограничен максимумом 6-7V. А компаратор напряжений, выполненный по «классической схеме», присутствует в них отдельным функциональным узлом.
Но сюда же попадают и простейшие супервизоры общего назначения: MC34064, MC33064…

Рис.2 — Классическая схема Супервизора:

Расчёт схемы

Первая часть расчётов — абсолютно такая же, как и для схемы «Рис.1» — можно не смотреть…
Различия проявляются только во второй части расчётов. Причём, заметьте: полученные номиналы для R1 и R2 — абсолютно те же, что и для схемы «Рис.1», но взаимообратные, т.к. схема симметрична!

Второе уравнение системы, для расчёта резисторов:
Uref=Uпорог*R2/(R1+R2) или
R1/R2=(Uпорог/Uref-1)
а учитывая, что у нас Uref=3/4*Uпорог:
R2=3*R1.
Решив систему уравнений, получаем номиналы: R1=51k, R2=150k…
Окончательную подстройку границы срабатывания производим экспериментально…

3. Сравнение схем

Предыдущая схема «Рис.1», поначалу, меня очень удивляла: странно, почему Диод Зеннера в верхнем плече (это же источник опорного напряжения — обычно, его ставят от Земли до некоторого порога Uref)? Да ещё и выходы компаратора пришлось менять местами, для требуемой логики переключения (схема «Рис.1» выглядит перевёрнутой)?
Классическая схема «Рис.2» — прямая и ясная: здесь, чётко виден уровень Vref; делитель входного (тестового) напряжения Vtest… Диод Зеннера (или ИОН) задаёт эталонное опорное напряжение, равное части Uпорогового…

Так зачем же путать себя (и природу), выдумывая хитрости конфигурации «Рис.1»?
Догадываюсь: возможно, схема «Рис.2» хоть и проще/понятнее, но менее технологична для настройки и изготовления? У производителей свои причины…

По схемотехнике и принципиальной возможности для реализации — разницы нет, куда ставить Стабилитрон/ИОН, в верхнее плечо или в нижнее. Реализовать ИОН «от верхнего уровня» плавающего Питания (VCC) — столь же просто, в схемотехническом плане, как и «от нижнего уровня» фиксированной Земли (GND).
Если задействуется простой Стабилитрон — там напряжение смещения формируется чисто физическими процессами PN-перехода, а не хитрой схемой ИОН — нет схемотехнических изысков, которые нужно упорядочивать… Однако, микросхемы ИОН имеют столь же простое подключение к схеме: имеют выводы условно именуемые «Анод» и «Катод». А «универсальные микросхемы» имеют ещё вывод обратной связи «ADJ» или «FB», для подстройки порогового номинала внешним резистивным делителем (вместо встроенного и фиксированного), но от своих же выводов «Анод» и «Катод»…

Что лучше: Типовая схема «Рис.1» или Классическая «Рис.2»?

В чём эффективная разница между схемами «Рис.1» и «Рис.2»?
При медленно изменяющихся входных сигналах — эти схемы одинаково эффективны, поскольку наклон графиков нивелируется… Но на больших частотах — это имеет значение!
  1. Ведь, что такое наклон прямой графика? Это изменяющееся входное напряжение.
  2. А что означает «изменение входного напряжения» — это перетекание зарядов, переходные процессы.
  3. А переходные процессы — конечны во времени! Следовательно, имеют место «гонки сигналов».
  4. А гонки сигналов — нарушают стабильность характеристик переключения Компаратора…
Т.е. Классическая схема «Рис.2», где уровень Uref (один из входных напряжений на Компаратор) фиксирован во времени — теоретически, более стабильная. Кроме того, схема «Рис.2» чуток проще рассчитывается… Поэтому, для дальнейшего продвижения и воспроизводства я бы рекомендовал идею «Рис.2»…

Однако, Vga обратил внимание на важный параметр Компараторов и ОУ: «Input Common Mode Voltage Range» (в datasheet обозначается как: Vicm или Vcmr), учёт которого разительно меняет всю картину:

Vga : при использовании LM358 или LM393 лучше поставить стабилитрон сверху, т.к. допустимый уровень сигнала на входах этих микросхем — 0V..Vcc-1.5V, т.е. при опоре в 2.4В снизу питание требуется не менее 4В. При стабилитроне сверху будет работать от 3В (ограничение самого LM358).

Действительно, «допустимые уровни входных сигналов» — для большинства Компараторов и ОУ (исключая «Rail-to-Rail»), специфицируется как:
  • Vicm = [0… Vcc-1.5V], при температуре +25°C
  • Vicm = [0… Vcc-2.0V], во всём температурном диапазоне
А те микросхемы, что не поддерживают входные сигналы до самого нуля — как правило, ассиметрично ближе к нулю, например: [Vss+0.5V… Vdd-1.5V]. Такова тенденция…

Отдельного слова заслуживают элементы «Rail-to-Rail». Современная элементная база развивается по направлению к низковольтной и малотоковой электронике — микросхем «Rail-to-Rail» выпускается всё больше… Я не сильно искал. Потому, мне встретились только два экземпляра, поддерживающих полный диапазон входных напряжений (но их, конечно же, больше):

  • Компаратор серии «MCP6541,1R,1U,2,3,4» имеет: «Input Voltage Range» Vcmr = [Vss-0.3V… Vdd+0.3V]
  • Линейный ОУ серии «MCP6001/2/4» — также, специфицирует: «Common Mode Input Range» Vcmr = [Vss-0. 3V… Vdd+0.3V] (и обещает полный «Rail-to-Rail Input/Output»)
Компоненты из категории «Rail-to-Rail» («от шины до шины») — имеется в виду способность принимать на вход или выдавать на выход напряжения «от уровня Земля до уровня Питания»… Кстати, замечу: спецификации на вход и на выход ОУ различаются — и далеко не все ОУ, способные выдавать «Rail-to-Rail» напряжения на выход, поддерживают также и полный диапазон входного напряжения!
  • Вот, например, ОУ серии «MCP601/1R/2/3/4» специфицирует: «Common Mode Input Range» Vcmr = [Vss–0.3V… Vdd–1.2V] (т.е. обещают лишь «Input Range Includes Ground»)…
В принципе, при использовании «Rail-to-Rail Input» компараторов — уже не играет роли какую схему использовать для Супервизора: Типовую «Рис.1» или Классическую «Рис.2». Но следует учитывать, что элементы «Rail-to-Rail» — как правило, низковольтные и дороже обычных (что тоже немаловажно), их ассортимент и доступность более ограничены. Поэтому, в общем случае, не следует на них особо рассчитывать…

Таким образом, абсолютное большинство существующих Компараторов/ОУ (и все традиционные, схемотехника которых рассчитана на широкий диапазон напряжений питания +2. .36V) — очень плохо переносят высокие входные напряжения (приближённые к питанию). Хотя, при этом, зачастую хорошо принимают низкие напряжения, вплоть до уровня Земли. Это очень важный аргумент в пользу схемы «Рис.1»!
Наверное, это всё и объясняет: Производители выбирают Типовую схему «Рис.1» для всех простейших Супервизоров — поскольку они предназначены для работы в широком диапазоне напряжений питания, и в особенности для пониженных напряжений (смотри пример на «Рис.5»).

Что лучше: Стабилитрон или ИОН?

Стабилитрон гораздо дешевле и доступнее (везде можно купить)…
Модельный ряд Стабилитронов гораздо шире: существуют Диоды Зеннера на довольно большие номиналы напряжений (до 100-200V)!
В то время как, ИОНы: выпускаются только на малые напряжения (до ~10V), и только для характерных пороговых напряжений (что диктуется технологически).

Однако, для Супервизора большие номиналы напряжений не нужны — чаще требуются малые… И вот тут, ограничение: стабилитроны не бывают на очень малые напряжения! До <2. 4V — используются только ИОНы (по технологии Бандгап?)
А ещё, по сравнению с ИОН, Стабилитроны гораздо менее точны (разброс параметров в серии, и температурный дрейф)…

Поэтому, для построения Супервизора — предпочтительнее использовать ИОНы.
Хотя, если не требуется большая точность срабатывания (если у вас не супер мощный микропроцессор с узким диапазоном напряжений питания), и если порог срабатывания схемы не очень мал (выше >4V) — то можно использовать и Стабилитрон, как дешёвую альтернативу.

Зачем нужен выходной транзистор Q1?

Этот вопрос лучше задать иначе: Почему на функциональной схеме Супервизора, в datasheet, после ОУ изображён дополнительный выходной каскад на биполярном транзисторе?
Ответ: Нет там никакого ключа! Это условное графическое изображение (УГО) того факта, что выход Супервизора — с открытым коллектором (англ. «Open collector» or «Open-Drain» Output).

Есть одно важное Функциональное Требование: от Супервизора требуется ВЫХОД С ОТКРЫТЫМ КОЛЛЕКТОРОМ. Ведь, одно из самых традиционных применений Супервизоров — это давить шину RESET к Земле (при некачественном питании)…

Как правило, и для большинства выпускаемых Компараторов это так: выход Компаратора напряжений представляет собой «выход с открытым коллектором»!
Почему именно выход с открытым коллектором? Это лёгкий и доступный, и наверное самый простой, способ обеспечить необходимую универсальность применения Компараторов: совместимость выходов логическим уровням TTL и CMOS. А также, для специфических схем, где требуется открытый коллектор: например, соединять выходы нескольких компараторов по «логике ИЛИ»… или вот, подобно Супервизору, для непосредственного подключения к «Шине с открытым коллектором»…

Но не смотря на то, что Компаратор — это разновидность ОУ… Однако, выходные каскады Операционных усилителей (ОУ) — построены по Двухтактной схеме (как в комплементарной логике), и не являются «выходами с открытым коллектором»!
Поэтому, Операционные усилители (такие как LM324, LM358 и LM741), обычно, не используются в радиоэлектронных схемах в качестве компаратора напряжений, из-за их биполярных выходов (и низкой скорости). Тем не менее, эти операционные усилители могут быть использованы в качестве компаратора напряжений, если к выходу ОУ подключить диод или транзистор — для того чтобы воссоздать выход с открытым коллектором… (Приятный бонус: использование внешнего транзистора позволит обеспечить бОльший ток нагрузки, чем у обычного компаратора.)

Поскольку условное графическое изображение (УГО) компараторов и ОУ практически не различаются, то на схемах в datasheet, чтобы подчеркнуть факт «открытого коллектора» — специально дорисовывают дополнительный выходной каскад на биполярном транзисторе (с открытым коллектором)…

Какой номинал «эталонного смещения» выбрать?

Теоретически, можно построить всю серию Супервизоров (весь номинальный ряд от и до [Uпорог_min..Uпорог_max]) на одном единственном ИОН, с фиксированным опорным Uref. Единственное условие, здесь: чтобы опорное напряжение было меньше всех, Uref

Сразу забрезжили «розовые перспективы»: Для всей серии, внутри микросхемы, использовать один и тот же Стабилитрон/ИОН — отлаженной схемы, исследованных и фиксированных характеристик. А вся подстройка на требуемый порог (Uпорог) осуществляется только подбором резисторов в делителе R1:R2…
Преимущества: Технологичность производства (повторяемость характеристик изделий с конвейера), Простота проектирования и перенастройки оборудования для разных номиналов серии… Температурная нестабильность параметров одинаковая во всей серии (т.к. схема одна и та же).

Но это теоретически… А так ли это здорово практически?

Disclamer: На самом деле, я конечно не знаю наверняка, как в промышленных интегральных супервизорах — используется ли один и тот же стабилитрон во всей серии? всеми ли производителями?
В зависимости от технологии производства, в микросхеме могут использоваться как простые «стабилитроны в интегральном исполнении», так и некие «схемы ИОН»… И их может быть несколько номиналов на всю серию, для повышения точности и надёжности конечного Супервизора…

Разбор графиков, ниже, показывает: для повышения точности и надёжности конечного Супервизора — на разные поддиапазоны Uпорогового, следует подбирать своё оптимальное эталонное смещение (Uref)…
4.
Методические рекомендации по расчёту Компаратора напряжений в схеме Супервизора
Для настройки схемы Супервизора (точнее, его центрального узла: Компаратора) на конкретный порог срабатывания — первым делом, нужно выбрать оптимальный номинал эталонного смещения: Стабилитрон (dUстаб.) или ИОН (Uref)…

Сперва, разберём Типовую схему «Рис.1» — как самую непонятную, и потому, интересную.

Если есть возможность выбирать номинал Стабилитрона/ИОН (а в схеме на дискретных компонентах такая возможность имеется) то, для повышения надежности работы схемы и чёткости настройки: лучше брать Стабилитрон/ИОН номиналом = [1/2*Uпорог… 3/4*Uпорог], чтобы прямые (1) и (2) на графиках «Рис.4»,«Рис.5»,«Рис.6» сходились под как можно более тупым углом!

Вот здесь-то и становится очевидным, почему нельзя построить всю серию Супервизоров на одном ИОН:
  • Если взять большое опорное напряжение — это очень сильно ограничит диапазон пороговых напряжений, на которые можно построить Супервизор — потому что требуется: Uref<Uпорог_min.
  • Но при слишком маленьком опорном, графики (1) и (2) сходятся уже под таким острым углом, что начинает играть очень большую роль чувствительность входов реального Компаратора/ОУ (см. влияние параметров «Input offset voltage» и «Input offset Drift») — пропорционально, набегает очень большая погрешность измерений входного/тестируемого напряжения питания. Например, пусть Vcc упало на -1V, но при делителе R1:R2 в 1000 раз, Vtest упадёт всего на -1mV!..

Рис.4 — Рекомендуемый диапазон выбора dUстаб. для Типовой схемы «Рис.1»:

А теперь, чтобы проверить методику (и себя), рассмотрим самый трудный случай для этой «Типовой схемы» (стабилитрон в верхнем плече): при малом Uпороговом=2V и размахе питания до Vcc_max=16V — замечу, что этот режим достигается и промышленными микросхемами Супервизоров, самыми малыми в серии.

График, ниже, показывает, что углы схождения прямых сохраняются — методика работает… Номинал эталонного смещения, при этом, выбирается из диапазона dUстаб. =[1-1.5V] — конечно, это будет не Стабилитрон (столь малых не существует), но ИОН стандартного номинала 1.25V.

Рис.5 — Пример режима работы при малом Uпор. (самый трудный случай) для Типовой схемы «Рис.1»:

Далее, разберём Классическую схему «Рис.2» — традиционную и понятную, хороший пример для сравнения.

Аналогичный анализ углов схождения графиков для схемы «Рис.2» (классической) показывает, что для повышения надёжности работы схемы и чёткости настройки, рекомендуется использовать Стабилитрон/ИОН с номинальным Uref, также, из диапазона [1/2*Uпорог… 3/4*Uпорог].
И в целом, такая схема выгоднее (стабильнее) — при равных граничных условиях, углы на графике «Рис.6» больше (тупее), чем на графике «Рис.4»… Поэтому, с некоторой натяжкой, допустимо ещё использовать Стабилитрон/ИОН с Uref из диапазона [1/4*Uпорог… 1/2*Uпорог].

Рис.6 — Рекомендуемый диапазон выбора Uref для Классической схемы «Рис.2»:

Здесь, в точках пересечения графиков (1) и (2), соблюдается условие: Vref=Uпорог*R2/(R1+R2)

Таким образом, итоговая методика расчёта входного каскада Компаратора напряжений:

  1. Сперва, выбирается «эталонное смещение» (dUстаб. или Uref) как часть от требуемого Uпорогового,
    ближайшим номиналом из диапазона [1/2*Uпорог… 3/4*Uпорог],
    из доступных в наличии Стабилитронов или ИОНов.
  2. Затем, окончательная подстройка точки схождения производится номиналами резисторов R1 и R2.
Примечание к выбору dUстаб. и Uref:
Почему рекомендованы такие ограничения?
Все ОУ плохо работают при входных напряжениях в окрестностях 0V или приближённых к VCC. Поэтому, настоятельно не рекомендуется выбирать точку переключения (напряжение компарации) в верхней или нижней четверти Uпорогового. Т.е. не следует (нельзя) выбирать значение dUстаб./Uref из диапазонов [0… 1/4*Uпорог] && [3/4*Uпорог… Uпорог].

Кроме того, есть и чисто схемотехническое ограничение: Не забывайте о необходимости наличия токоограничивающего резистора R3 (необходимого как Стабилитрону, так и ИОНу). На этом резисторе упадёт ещё очень приличное напряжение! Так что, точка компарации естественно опустится из верхней четверти (для схемы «Рис. 2») или поднимется над нижней четвертью (для схемы «Рис.1»)… Слишком уменьшать номинал R3 тоже нельзя — увеличится лишний ток через стабилитрон. (Рекомендации по оптимизации токопотребления схемы — см. в следующем блоке.)

Как следствие, принципиально нельзя отказываться от наличия резистивного делителя R1:R2 по входу компаратора. Не смотря на то, что резисторы вносят дополнительную погрешность измерений, усложняют схему — но точку компарации приходится смещать. Рассмотренные схемы содержат необходимый минимум деталей…

Рекомендации к выбору номиналов токоограничивающих резисторов:
Резисторы каскадов (1) и (2) на входе ОУ следует выбирать максимальных номиналов, чтобы минимизировать нецелевой ток, но так чтобы…
  1. В цепи делителя R1:R2 должен протекать ток, как минимум, на порядок больше (в x10 раз), чем входной ток ОУ (который мал, но ненулевой).
  2. Аналогично, и для тока через каскад со Стабилитроном/ИОНом… Но тут есть ещё и дополнительное условие: ток должен быть на порядок больше, чем «минимальный требуемый схеме стабилизации ток для выхода на режим» — см. в datasheet:
    • для Стабилитрона — это параметр «Max reverse Leakage Current, Ir»;
    • а для ИОН — это параметр «Minimum Operating current, Irmin».
  3. Наконец, если в схеме, после Компаратора, присутствует ещё выходной усиливающе-инвертирующий транзисторный ключ Q1… То базовый резистор этого выходного ключа (ранее обозначавшийся как R4, на первых версиях схем «Рис.1»/«Рис.2») рассчитывается по правилам «Инвертора на биполярном транзисторе» (методика)… Основной тезис здесь: базовый ток должен быть достаточным для уверенного поддержания открытого биполярного транзистора в насыщении, даже при минимальном напряжении питания Vcc_min — это определяет верхнюю границу для номинала R4 (реальный номинал выбирается чуть меньше, но приближённым к границе, чтобы минимизировать нецелевой ток).
Приложение: Улучшение работы Супервизора с помощью ПОС

Рис.7 — ПОС на Компараторе добавляет гистерезис переключения:
Пояснение работы схемы:

Положительная Обратная Связь (ПОС) на Компараторе добавляет гистерезис переключения. (Это как «взрывающийся вертолёт» улучшает любой «экшн» — так и ПОС улучшит любой Супервизор!)

Возьмём за основу Классическую схему, где Стабилитрон подключается от Земли — здесь, к «прямому» входу компаратора подключён каскад резистивного делителя (повезло: гистерезис получится).

Особо замечу, что если бы в схеме к «прямому» входу компаратора подключалась цепочка со Стабилитроном D1, то последний бы нивелировал весь ток через резистор R4, и поддерживал бы уровень Vref неизменным — и никакого гистерезиса не наблюдалось бы, как ни крути!

Силу ПОС — а значит и ширину петли гистерезиса — можно регулировать величиной резистора R4. Номинал R4 рекомендую выбирать на порядок больше, чем (R1+R2)… Можно рассчитать и точно, но предупреждаю, что формулы будут скучные (громоздкие, а толку мало):
Когда выход ОУ в «High» состоянии, то R4 запараллелен с R1 в резистивном делителе (R1||R4):R2.
пусть a=1/(1/R1+1/R4),
тогда Vtest1 = Vcc * R2/(a+R2)

Когда выход ОУ в «Low» состоянии, то R4 запараллелен с R2 в резистивном делителе R1:(R2||R4).
пусть b=1/(1/R2+1/R4),
тогда Vtest2 = Vcc * b/(R1+b)

Итоговая Ширина Гистерезиса: dVtest=|Vtest1-Vtest2|
или dVtest = Vcc * |1/(a/R2+1) — 1/(R1/b+1)|

Таким образом, последняя формула показывает, что величину гистерезиса лучше считать не в абсолютных единицах, а в процентах от Vcc. Кроме того, величина гистерезиса меняется от изменения уровня Vcc (что логично)… Поэтому, нас интересует гистерезис именно в окрестностях порогового значения: Uпорог=3.2V
Например, если подставить текущие схемные номиналы в вышеприведенные формулы, то получим: dVtest=3.7% от VCC, или в абсолютной величине (при VCC=Uпорог) dVtest=0.117V

Только учтите, что данное значение дельты dV — действительно применимо к показателю Vtest (который является малополезным)! Чтобы получить оценку гистерезиса применительно к уровню Vcc, нужно ещё домножить эту дельту пропорционально резистивному делителю: dVcc = dVtest * (R1/R2+1)
Например, если подставить текущие схемные номиналы в вышеприведенные формулы, то получим: dVcc=5% от VCC, или в абсолютной величине для dUпорог=0. 16V


Недостатки схемы:

Обратите внимание, что у Компаратора выход «с открытым коллектором» — не обеспечивает стабильность «высокого уровня» напряжения. Уровень «лог.1» обеспечивается схеме внешней подтяжкой выхода к шине Питания (в данном случае: цепью условной нагрузки R5). Однако, если таковая подтяжка слаба, если подтягивающее сопротивление сравнимо с величиной R4 — то будут сильны побочные эффекты:
  • ПОС R4 будет значительно засаживать выходное напряжение!
  • И как следствие, на внешнюю схему (на всю шину к которой подключён выход Супервизора) пойдут очень большие глюки.
  • А также, из-за просадки выходного напряжения — эффективность ПОС тоже будет неконтролируемо уменьшаться (ширина гистерезиса входных сигналов будет сужаться).

Поэтому, предупреждение: внешняя подтяжка выходной шины к Питанию должна быть значительно (пусть на 2 порядка) сильнее, чем ПОС. То есть, при R4=1M, подтяжки R5=100k недостаточно для поддержания выходного уровня. И на графике (кликни на картинку «Рис.7») видна эта просадка уровня «OUT» относительно «VCC»! Требуется уменьшить R5, хотя бы до величины R4/100: R5=10k…
Дополнительная литература

Супервизор

ИОН

Компаратор (ОУ)

Расчёт «Инвертора на биполярном транзисторе» (методика)…

p.s. В приложениях к статье — см. модели предложенных схем в Proteus, и даташиты на микросхемы Супервизоров, ИОН и Компараторов…

USB зарядное устройство на компараторе LM393 — ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ — radio-bes

Я всегда жаловался на зарядные устройства, когда мне перед уходом нужно было что-то быстро зарядить. Этот проект упростил задачу, так как само устройство питается от USB-порта ноутбука, и способно зарядить пару вышеупомянутых батареек.
Любой USB-порт может отдать 500мА при 5В. Но USB-устройства стандартно потребляют не более 100мА, поскольку порт имеет запас, это делает его идеальным источником энергии.
Есть и коммерческие зарядные устройства такого типа, но каждое из них имеет свои недостатки:
1) USB Cell это NiMH AA батарейка, ёмкостью 1300mAh со съемным верхом, что позволяет ей быть подключенной непосредственно к порту USB. Отдельное зарядное не требуется. К сожалению, емкость является очень маленькой (большинство NiMH AA батареек имеют ёмкость 2500mAh), и каждая требует свой собственный порт.
2) Существует два ЗУ на USB батарейках АА типа, продаются под разными названиями, но они заряжают на очень низких скоростях в 100 мА. Дистрибьютор называет их «овернайт зарядное», при такой скорости заряда батарейка ёмкостью 2500мА будет заряжаться около 40 часов.
Зарядное устройство в этом проекте предназначено для зарядки двух АА NiMH или NiCd батареек любой ёмкости при токе около 470mA. Оно будет заряжать 700mAh NiCd батарейку около 1,5 часов, 1500mAh NiMH около 3,5 часов, и 2500mAh NiMH около 5,5 часов. Зарядное устройство включает средство автоматической зарядки, отключение схемы в зависимости от температуры, сами батарейки можно оставить в зарядном устройстве на неопределенный срок после отключения.

Технические условия
Это зарядное устройство имеет следующие технические характеристики:

Размер: 3.8 «Д х 1.2» Ш х 0,7 «В (9.7cm х 3.0cm х 1,5 см).
Аккумуляторы: Два, А.А. размера, NiMH или NiCd типа.
Зарядный ток: 470mA
Зарядка методом терминации: Температура батареи (33 ° С)
Tок подзарядки: 10 мА
Источник питания: настольный компьютер, ноутбук или USB-концентратор.
Условия эксплуатации: -15 ° С до 25 ° С (59 ° F до 77 ° F)

Схема
Сердце этого зарядного устройства Z1A, одна половина LM393-двойного компаратора напряжения. Выход (контакт 1) может быть в одном из двух состояний, высоком или низком. Во время зарядки, выход нагружен на транзистор Q1 и подает на него через резистор R5 около 5.2мА. Q1 имеет бета-около 90, так что к аккумуляторам будет доходить около 470mA зарядного тока.
Во время зарядки, R1, R2 и R4 образуют трехсторонний делитель напряжения, который дает 1,26В на не инвертирующий вход Z1A (контакт 3, Vref).

TR1 представляет собой термистор, что находится в прямом контакте с аккумулятором. Он имеет сопротивление 10 кОм при 25 ° C (77 ° F), которое обратно пропорционально температуре примерно на 3,7% за каждые 1С ° (1.8F °). R3 и TR1 образуют делитель напряжения, значение которого подается на инвертирующий вход (контакт 2, Vtmp). При температуре 20 ° C (68 ° F), TR1 имеет сопротивление 12kΩ, на входе Vtmp при этом 1.76V. По мере повышения температуры батареек, устойчивость TR1 падает. При 33 ° С (91 ° F), сопротивление будет около 7.4kΩ, на Vtmp при этом 1,26В, что соответствует напряжению Vref.

Когда температура поднимается выше 33 ° С, Vtmp станет меньше Vref , а выход Z1А будет высоким и откроет коллектор. Таким образом, ток, протекающий через R5 значительно снизится, так как он теперь ограничен R1, R2 и R4. В результате ток, протекающий через Q1 и батареи уменьшается до 10 мА.

Кроме того, поскольку R4 теперь подключен к +5 В через R5 и Q1, вместо того, чтобы давать 0. 26V на Z1A, напряжения Vref изменится примерно до 2.37V. Это гарантирует, что, когда температура элемента падает, зарядное устройство не включится. Для того чтобы достичь Vtmp 2.37V, сопротивление TR1 должно было бы составить около 20 кОм, что соответствует температуре около 6 ° C (43 ° F), которая недопустима в комнате.

Z1B является другим компаратором LM393, и если внимательно посмотреть на схему, то он выполняет то же сравнение, что и Z1A. Это приводит в действие индикатор, обозначающий, что зарядка продолжается. R6 ограничивает ток светодиода до 10 мА. Запустив LED от собственного компаратора (который находится в чипе, используете эго или нет), текущий индикатор не оказывает никакого влияния на Vref.

Наконец, C1 используется, чтобы гарантировать, что зарядка начинается, когда пара батареек вставлена. При отсутствии батареек устройство отключено. Как только вторая из двух вставляется, положительная сторона С1 подключена к напряжению батарей (около 2,4). Через несколько секунд потенциалы на конденсаторе выравниваются, и он больше не влияет на схему.

Конструкция
Схемy лучше собрать на печатной плате.
Начните с установки всех резисторов и конденсатора. Резисторы должны быть установлены в горизонтальном положении. Установите LED1, чтобы отрицательный вывод был подключён к контакту 7 Z1B.
Установите Z1 рядом, гарантируя, что контакт 1 (обозначается маленькой точкой на одном углу IC) ориентирован, как показано на схеме размещения. Если хотите, используйте разъем для Z1.

Транзистор Q1 установите на небольшом радиаторе. Согните контакты на 90 ° только там, где они начинают сужаться. Не сгибайте их слишком резко, они могут сломаться.
Далее установите держатель батареек и приклейте его к плате. Затем закрепите термистор.
Последний шаг-подсоединение USB-кабеля, его можно либо купить, либо отрезать от старой мышки. Не попутайте распиновку проводов.

Тестирование
Перед подключением зарядного устройства к источнику питания, проверьте тщательно вашу работу. Убедитесь, что все компоненты правильно ориентированы (в частности, Q1, LED1, Z1, и держатель батареи).
Для начальных испытаний, я предлагаю вам использовать активный USB-концентратор. Используя концентратор, вы убедитесь, что зарядное устройство не получает питание от компьютера, так как дефект в зарядном устройстве может привести к повреждению источника питания. Кроме того, можно использовать регулируемый источник питания 5В, временно подключенный к +5 В и GND на печатной плате.

При подаче напряжения, проверьте, что индикатор не горит. Если он включен, использовать 330Ω резистор чтобы закоротить TR1 на мгновение. Если светодиод не гаснет, что-то не так.

С выключенным светодиодом, измерите напряжение между GND и Vref (контакт 3 Z1). Оно должно быть примерно 2.37V. Оно может быть немного больше или меньше в зависимости от конкретного напряжения и значения резистора. Также проверьте напряжение на Vtmp (контакт 2). При комнатной температуре, оно должно быть в диапазоне от 1. 60V до 1,85, в зависимости от температуры.

Теперь вставьте пару одинаковых А.А. NiMH батареек, предпочтительно те, которые частично или полностью не разрядились. Как только вы вставите вторую батарейку, светодиод должен загореться. Измерьте напряжение Vref снова, оно сейчас должно быть около 1,26. Vtmp также может быть изменено немного, из-за падения напряжения питания, вызванного нагрузочной способностью блока питания.

Зарядное устройство в настоящее время заряжает и напряжение на клеммах аккумуляторов увеличится через некоторое время. Когда ёмкость достигает около 75 %, скорость заряда увеличивается снова. Наконец, когда батареи достигают 100 % заряда, напряжение начнет снижаться. От 15 до 20 минут спустя, зарядное устройство следует отключить.

Стоит также измерить ток заряда.
Если измеренный ток, I, слишком высокий или слишком низкий, замените R5 другим значением согласно следующей формуле:

R5 = 1,6хI
Используйте ближайшее стандартное значение. Например, если ток 510mA, замените R5 на 820Ω. Если измеренный ток был 420мА, используйте 680Ω резистор.

Корпус
Пока ЗУ используется без него, но в будущем хочу сделать для него пластиковый корпус.
Использование зарядного устройства
Использовать зарядное устройство легко. Просто подключите его к порту USB и вставьте две батарейки, которые нужно заряжать. Когда индикатор гаснет, зарядка завершена.
Так же батарейки должны бить одного типа и ёмкости, иначе одна зарядится больше, а другая меньше из-за отключения ЗУ при 33 °C.
В общем, если две клетки используются вместе в одном устройстве (цифровая камера, GPS и т.д.), то они будут оставаться в синхронизации, и могут быть заряжены вместе.

По завершении зарядки, зарядное устройство переключится на непрерывную подзарядку током 10мА. Этого значения достаточно, чтобы преодолеть естественный уровень саморазряда батарей, но оно достаточно низкое, что бы их можно было оставлять в зарядном устройстве на неопределенный срок. Тем не менее, не оставляйте их в зарядном устройстве, если оно не подключено к питанию USB порта.

Зарядка AAA батареек.
Если пружины в держателе батареи имеют достаточную длину, зарядное устройство может быть также использовано для зарядки пары батареек типа AAA. Тем не менее, в этом случае необходимо вставить прокладки между клетками и по бокам отсека, чтобы батарейки оставались в контакте с термистором. Только заряжать можно современные батарейки ААА, имеющие емкость 700mAh или больше.

Список деталей
Part Description
R1 56kΩ ¼W, 5% resistor
R2 27kΩ ¼W, 5% resistor
R3 22kΩ ¼W, 5% resistor
R4 47kΩ ¼W, 5% resistor
R5 750Ω ¼W, 5% resistor
R6 220Ω ¼W, resistor
TR1 10kΩ @ 25°C thermistor, approx. 3.7%/C° NTC
Radio Shack #271-110 (discontinued†)
C1 0.1µF 10V capacitor
Q1 TIP32C PNP transistor, TO-220 case
Z1 LM393 dual voltage comparator IC, DIP
LED1 Red, green, or yellow LED, 10mA
Other 2-cell AA battery holder
USB cable
Small heatsink

Распиновка

, функции, приложения и принцип работы

Компаратор напряжения — это электронный компонент, который сравнивает два тока или напряжения, а затем определяет, какое из них больше на выходе. Как правило, компараторы представляют собой миниатюрные вольтметры с переключателями. Существует множество компараторов, таких как LM311, LM393 и т. д., но мы сосредоточимся на последнем.

Компараторы

Источник; Викимедиа  

Что такое lm393?

LM393 представляет собой интегральную схему с двумя встроенными операционными усилителями, которые используют один источник питания для выполнения различных задач.Кроме того, они также могут применять в своей работе раздельный источник питания, и это двухкомпонентная микросхема компаратора.

Микросхема LM393 

Источник; Википедия  

  1. lm393 Конфигурация выводов

Компаратор IC LM393 имеет всего два независимых компаратора напряжения в одном 8-контактном корпусе. Таким образом, в приведенной ниже таблице будет дополнительно объяснена его распиновка и функции каждого контакта в 8-контактном корпусе.

lm393 Характеристики и характеристики

Особенности LM393 IC имеют следующие параметры и значения;

  • Один источник питания – от 2 В до 36 В,
  • Дифференциальное напряжение i/p – 36 В,
  • Корпус – DIP и SOIC, 8 контактов,
  • Ток стока – 0,4 мА,
  • Температура хранения – от -65°C/Вт до 150 °C/Вт,
  • Температура выводов — 260 °C,
  • Рассеиваемая мощность — 660 мВт,
  • Раздельное питание — от ±1 В до ±18 В и
  • Входное напряжение смещения.

Как пользоваться LM393

Рассмотрим пример, когда микросхема LM393 получает цепь питания +5В.

Принципиальная схема с источником питания +5 В

  • Здесь контакт 8 (контакт подачи напряжения) подключается к напряжению питания +5 В. Затем контакт 4 остается заземленным, чтобы поддерживать потенциал цепи 0 В.
  • На примере схемы ниже видно высокое выходное напряжение, когда на контакте 7 меньше напряжение, чем на контакте 2.Кроме того, потенциометр изменяет напряжение неинвертирующей клеммы, в то время как напряжение инвертирующей клеммы составляет 2,5 В.
  • Затем контакты 6 и 5 помогают сбалансировать напряжение в случае необходимости вручную отрегулировать напряжение смещения постоянного тока. В нормальных условиях они могут быть неактивны и закорочены, поскольку входной ток смещения лучше контролируется.
  • Наконец, у нас есть заземленный вывод 1 и вывод 7 транзистора (вывод коллектора), который обеспечивает выход. Два вывода вносят свой вклад в схему, называемую выходной схемой коллектора.
Примечание

Если вы не можете помочь IC LM393, вы можете использовать его эквиваленты или альтернативы. Например, у нас есть LM358, LM311, LM741, LM193, TL082, LM339, LM293 и LM2903.

  1. Схема автоматического ночного освещения на микросхеме LM393

В этой схеме ночного освещения на основе микросхемы lm393 мы начнем с принципа компаратора напряжения. Мы также получим фоторезистор, который часто управляет схемой делителя напряжения.

Список компонентов 
  • IC LM393,
  • Потенциометр (в диапазоне от 1 кОм до 20 кОм),

Потенциометр

Источник; Викимедиа  

  • Светодиод,
  • Резисторы – 330 Ом и 33 Ом (может быть любое значение, которое приблизительно соответствует указанным значениям),
  • Блок питания постоянного тока или 3 батарейки типа «АА»,
  • Датчик освещенности/фоторезистор.

Принципиальная схема

Цепь автоматического ночного освещения на микросхеме LM393

Объяснение работы схемы

Во-первых, нам нужно понять, что LM393 IC имеет два входа питания, GND и Vcc. GND — это заземляющий провод источника напряжения, а Vcc — это положительное напряжение питания, достигающее примерно 36 В. Две клеммы питания завершают линию питания и обеспечивают работу схемы.

ИС операционного усилителя работают отдельно и дают независимые результаты в типичной ситуации.6ИС LM393 состоит из двух внутренних операционных усилителей. Далее каждый ОУ содержит по два выхода и входа.

(операционный усилитель).

Но в этом случае один операционный усилитель не будет иметь связи, так как микросхема LM393 использует только один операционный усилитель. Кроме того, схема здесь проверяет только один уровень напряжения/тока. Поэтому один операционный усилитель идеален.

Шаги для рассмотрения
  • После подачи питания на микросхему сравните значения напряжения. Более высокое инвертирующее напряжение на клеммах, чем неинвертирующее напряжение, приводит к тому, что выходной сигнал операционного усилителя падает на землю. Из-за этого ток будет течь от положительного источника питания к GND.
  • И наоборот, более высокое неинвертирующее напряжение поддерживает выход операционного усилителя на уровне Vcc (положительное напряжение источника питания). Следовательно, ток не течет, так как потенциалы на нагрузке не различаются.
  • Высокое напряжение на инвертирующей клемме включает нагрузку (светодиод). И наоборот, низкое напряжение на инвертирующей клемме выключает светодиод.
  • В схеме используется фоторезистор для обнаружения света, кроме светодиода, в качестве нагрузки.Фоторезистор имеет сопротивление, которое зависит от света, падающего на его поверхность. То есть, и его сопротивление уменьшается при воздействии яркого света и увеличивается при воздействии темноты.
  • Итак, мы можем подключить схему делителя напряжения с постоянным резистором и фоторезистором. Если фоторезистор обнаруживает темноту, он будет использовать большее напряжение из-за меньшего сопротивления. Однако при ярком свете повышенное сопротивление приводит к использованию низкого напряжения.
  • Наконец, у нас будет схема компаратора, которая гарантирует, что светодиод будет включен в темноте и останется выключенным при ярком свете.Вкратце, вход неинвертирующего напряжения на клеммах может действовать как опорное напряжение. Опорное напряжение становится ниже напряжения фоторезистора в темноте и наоборот на свету.

(автоматический ночник).

lm393 Применение

Вы найдете микросхему LM393 в самых разных приложениях, таких как:

  • Детектор пикового напряжения,
  • Приложения с батарейным питанием,
  • Генераторы с временной задержкой,
  • Аналого-цифровые преобразователи (АЦП),
  • Генераторы,
  • Логические системы,
  • , светильники и т.д.,

(уличный фонарь)

  • Цепи компаратора напряжения,
  • Защита или предупреждение о высоком напряжении и
  • Детектор пересечения нуля.

Заключение

Таким образом, микросхема LM393 представляет собой однополярный двухканальный маломощный компаратор дифференциального напряжения с малым напряжением смещения. В настоящее время он широко применяется, в частности, в автомобильных, юниорских или образовательных приложениях.

Остались вопросы? Не беспокойтесь, потому что наша команда профессионалов будет готова помочь вам, если вы обратитесь к нам.

Полная схема солнечного контроллера (LM393/блок питания/контроллер MCU pic12f675)

Схема контроллера солнечного коллектора (1)

1、 Структура цепи

Схема показана на рисунке. Две входные клеммы LM393 соединены вместе, а опорное напряжение 6,2 В обеспечивается регулятором напряжения zd1 для сравнения напряжения. Две выходные клеммы (1) и 7 (7) соответственно соединены с резисторами обратной связи для обратной части выходных сигналов на контакты 3 и 5 синфазных входных клемм.Таким образом, компаратор двойного напряжения превращается в компаратор напряжения с двойным гистерезисом, который может заставить схему сравнивать напряжение в то же время. Вблизи критической точки нет колебаний. R1, RP1, C1, A1, Q1, Q2 и J1 составляют схему управления сравнением обнаружения напряжения перезарядки; R3, RP2, C2, A2, Q3, Q4 и J2 составляют схему управления сравнением обнаружения переразряда. Потенциометры RP1 и RP2 могут регулировать и устанавливать напряжение перезарядки и перегрузки.Регулируемый трехвыводной стабилизатор напряжения lm371 подает стабильное рабочее напряжение 8 В на LM393. Перезаряжаемая батарея представляет собой полностью герметичную необслуживаемую свинцово-кислотную батарею емкостью 12 В 65 Ач; солнечный элемент использует кремниевый модуль солнечного элемента мощностью 40 Вт, который выдает около 17 В, рабочее напряжение и ток постоянного тока 2,3 А при стандартном освещении; D1 — это диод с защитой от обратного заряда, чтобы кремниевый солнечный элемент не стал потребителем, когда солнце слабое.

2. Как это работает

Когда светит солнце, постоянный ток, генерируемый модулем кремниевого солнечного элемента, проходит через нормально замкнутый контакт j1-1 и R1, заставляя LED1 светиться, ожидая зарядки аккумулятора; K замкнут, регулятор напряжения на трех клеммах выдает напряжение 8 В, схема начинает работать, схема управления обнаружением и сравнением напряжения перегрузки и схема управления обнаружением и сравнением напряжения перегрузки одновременно контролируют обнаружение и сравнение напряжения на клеммах аккумулятора. Когда напряжение на клеммах аккумулятора меньше заданного значения напряжения перезарядки, потенциал на контакте 6 A1 выше, чем на контакте 5, а потенциал на контакте 7 выдает низкий потенциал, отключая транзисторы Q1 и Q2. LED2 загорается, указывая на зарядку, а J1 действует. Его контактная точка j1-1 меняет положение. Модуль кремниевого солнечного элемента заряжает аккумулятор через D1. Когда напряжение на клеммах батареи выше заданного напряжения перезарядки, потенциал контакта 6a разъема A1 ниже, чем потенциал контакта ⑤, а выходной потенциал контакта ⑦ включает Q1, Q2 останавливается, LED2 гаснет, а J1 выпущен.Цепь зарядки j1-1 отключена, LED1 горит, указывая на то, что зарядка остановлена.

Когда напряжение на клеммах аккумулятора превышает заданное напряжение переразряда, потенциал на контакте 3 A2 выше, чем на контакте 2. Высокий потенциал на выводе 1 включает Q3, Q4 останавливается, LED3 гаснет, а J2 загорается. выпущенный. Нормально замкнутый контакт j2-1 замкнут, светодиод 4 горит, указывая на то, что нагрузка работает нормально; когда батарея разряжает нагрузку, напряжение на клеммах будет постепенно уменьшаться. Когда напряжение на клеммах ниже заданного значения перенапряжения, потенциал на контакте A3 разъема A2 ниже, чем на контакте ②, а низкий потенциал на контакте ① приводит к остановке транзистора Q3 и включению транзистора Q4. Светодиод 3 указывает на переразряд, а J2 срабатывает. Контакт j2-1 размыкается, а индикатор нормального состояния светодиод 4 не горит. Другой нормально замкнутый контакт J2-2 (на рисунке не показан) также отключен, чтобы отключить цепь нагрузки и предотвратить непрерывный разряд батареи. Когда k замыкается, батарея снова заряжается.

Схема контроллера солнечного коллектора (2)

Схема контроллера солнечной зарядки 12В 20А

IC1 TLC2272Cp

IC2 CD4013BE КМОП

К1 2N3904

Q2 IRF4905

К3 2Н3905

Д1 1Н4148

Д2 20Л15Т

Zd1 1n5242 Стабилитрон 12В

LED1 красный/зеленый

Ограничитель переходного напряжения TZ1 v7270 или v727

TM1 2. 0k (25 ℃) Термистор NTC

Страхование F120a

ВР1 100К

Все сопротивления 1/4 Вт

Р1 270К

Р2 470К

Р3 75К

Р4 180К

Р5, Р7, Р8, Р9, Р10, Р11 100К

Р6 200К

R12, R16, R17, R18, 330 Ом

Р13,Р14 2.2К

Р15 10К

С1 220 мкф 35 В

С8 10нф

c2-c7, c9-c12 100nf


просмотров сообщений:
78

LM393P ST Компараторы напряжения | Весвин Электроникс Лимитед

LM393P от производителя ST представляет собой линейный компаратор с аналоговым компаратором с двойным дифференциалом. LM393P представляет собой дифференциальный компаратор КМОП, МОП, открытый сток, TTL 8-PDIP Компаратор Двойной ±15 В/30 В 8-контактный PDIP Ламповый аналоговый компаратор Двойной дифференциальный.Более подробную информацию о LM393P можно увидеть ниже.

Категории
Компараторы напряжения
Производитель
STMicroelectronics
Номер детали Весвин
В6366-ЛМ393П
Статус без содержания свинца / Статус RoHS
Без свинца / Соответствует RoHS
Состояние
Новое и оригинальное — заводская упаковка
Наличие на складе
Запасы на складе
Минимальный заказ
1
Расчетное время доставки
29 марта — 3 апреля (выберите ускоренную доставку)
Модели EDA/CAD
LM393P от SnapEDA
Условия хранения
Сухой шкаф для хранения и комплект защиты от влаги
Входное напряжение смещения Vos
5 мВ
Блок питания Одинарный Двойной
2 В ~ 36 В, ±1 В ~ 18 В
Максимальное смещение входного напряжения
5 мВ при 30 В
Вес блока
0. 015535 унций
Тип
Дифференциал
Минимальное напряжение питания
2 В
Максимальное напряжение питания
30 В
Комплект поставки устройства
8-ПДИП
Выключение
Нет отключения
Серия
ЛМ393
Время отклика
300 нс
Максимальная задержка распространения
Продукт
Аналоговые компараторы
Упаковка
Трубка Альтернативная упаковка
Футляр для упаковки
8-DIP (0. 300″, 7,62 мм)
Тип выхода
КМОП, МОП, открытый коллектор, ТТЛ
Выходной ток на канал
6 мА
Рабочая температура
0°С ~ 70°С
Рабочий ток питания
500 мкА
Количество элементов
2
Количество каналов
2 канала
Тип монтажа
Сквозное отверстие
Тип крепления
Сквозное отверстие
Минимальная рабочая температура
0 С
Максимальная рабочая температура
+ 70 С
Входной ток смещения Ios
50 нА
Ib Входной ток смещения
250 нА
Гистерезис
GBP Продукт увеличения пропускной способности
Максимальный ток покоя
2. 5 мА
Токовый выход Тип
20 мА
Максимальное смещение токового входа
0,25 мкА при 5 В
Компаратор Тип
Дифференциал
CMRR PSRR Тип

Ищете LM393P? Добро пожаловать в Весвин.ком, наши продажи здесь, чтобы помочь вам. Вы можете узнать о наличии компонентов и ценах на LM393P, просмотреть подробную информацию, включая производителя LM393P и таблицы данных. Вы можете купить или узнать о LM393P прямо здесь и прямо сейчас. Veswin является дистрибьютором электронных компонентов для товарных, распространенных, устаревших / труднодоступных электронных компонентов. Весвин поставляет промышленные, Коммерческие компоненты и компоненты Mil-Spec для OEM-клиентов, CEM-клиентов и ремонтных центров по всему миру.Мы поддерживаем большой склад электронных компонентов, который может включать LM393P, готовый к отправке в тот же день или в кратчайшие сроки. Компания Veswin является поставщиком и дистрибьютором LM393P с полным спектром услуг. У нас есть возможность закупать и поставлять LM393P по всему миру, чтобы помочь вам с цепочкой поставок электронных компонентов. сейчас!

  • Q: Как заказать LM393P?
  • О: Нажмите кнопку «Добавить в корзину» и перейдите к оформлению заказа.
  • В: Как оплатить LM393P?
  • A: Мы принимаем T/T (банковский перевод), Paypal, оплату кредитной картой через PayPal.
  • В: Как долго я могу получить LM393P?
  • О: мы отправим через FedEx, DHL или UPS, обычно доставка в ваш офис занимает 4 или 5 дней.
    Мы также можем отправить заказной авиапочтой. Обычно доставка в ваш офис занимает 14-38 дней.
    Пожалуйста, выберите предпочтительный способ доставки при оформлении заказа на нашем сайте.
  • В: Гарантия на LM393P?
  • A: Мы предоставляем 90-дневную гарантию на наш продукт.
  • В: Техническая поддержка LM393P?
  • О: Да, наш технический инженер поможет вам с информацией о распиновке LM393P, примечаниями по применению, заменой, техническое описание в формате pdf, руководство, схема, аналог, перекрестная ссылка.

ОБЕСПЕЧЕНИЕ КАЧЕСТВА VESWIN ELECTRONICS Регистратор систем качества, сертифицированный Veswin Electronics по стандартам ISO 9001.Наши системы и соответствие стандартам регулярно пересматривались и тестировались для поддержания постоянного соответствия.
СЕРТИФИКАЦИЯ ИСО
Регистрация ISO дает вам уверенность в том, что системы Veswin Electronics являются точными, комплексными и соответствуют строгим требованиям стандарта ISO. Эти требования гарантируют долгосрочное стремление Veswin Electronics к постоянным улучшениям.
Примечание. Мы делаем все возможное, чтобы на нашем веб-сайте отображались правильные данные о продуктах.Пожалуйста, обратитесь к техническому описанию/каталогу продукта для получения подтвержденных спецификаций от производителя перед заказом. Если вы заметили ошибку, пожалуйста, сообщите нам.

Самодельный генератор сигналов с широтно-импульсной модуляцией

Эта схема очень проста и имеет фантастический диапазон потенциальных применений. Два потенциометра (переменные резисторы) позволяют независимо изменять частоту и ширину импульса, не влияя друг на друга, как в супер простом генераторе сигналов.

С помощью поворотного переключателя можно регулировать емкость времязадающего конденсатора (C1). Это позволяет регулировать частоту во всем диапазоне, поддерживаемом таймером 555.

Для управления шириной импульса используется отдельная микросхема (LM393), чтобы она не влияла на частоту. LM393 представляет собой «маломощный двойной компаратор с низким напряжением смещения». Потенциометр (VR2) используется как часть делителя напряжения, чтобы можно было плавно изменять напряжение на инвертирующем входе компаратора.Это напряжение определяет ширину импульса конечного выходного сигнала.

Нравится эта схема? Ознакомьтесь с нашим ассортиментом схем широтно-импульсной модуляции.

IC1 ЛМ555
IC2 ЛМ393
Р1 10к
Р2 10к
Р3 2,2к
Р4 10к
ВР1
ВР2 10к
С1 47 нФ
С2 4.7нФ
С3 470 пФ
С4 47 пФ
SW1 4-полюсный поворотный

Поскольку ширина импульса зависит от входного напряжения на этом входе, можно использовать схему в сочетании с множеством роботизированных интерфейсных плат. Этот сигнал можно использовать для управления Н-мостом или силовым транзистором, который идеально подходит для изменения скорости двигателя постоянного тока. У нас есть несколько схем, основанных на этой идее, на странице Cyber ​​Circuits.У нас также есть простая версия этого устройства, сделанная своими руками, здесь

.

 

Возможные области применения:
Регулятор скорости двигателя постоянного тока
Усиление или регулируемое затемнение светодиодов и лампочек
Трансформатор или драйвер катушки зажигания

Информация и схемы компаратора напряжения

  На этой странице представлена ​​основная информация о компараторе напряжения. интегральных схем и служит справочным материалом для других схем.То Показанные схемы основаны на микросхеме четырехъядерного компаратора напряжения LM339 или микросхеме LM393. Двойной чип компаратора напряжения. Эти устройства функционально идентичны. То Компаратор напряжения LM311 также может использоваться для этих приложений, а также имеет ряд уникальных особенностей.

Спецификация LM339 — National Semiconductor (.pdf) Спецификация LM393 — National Semiconductor (.pdf) Спецификация LM311 — National Semiconductor (.pdf)
LM311 Технический паспорт — National Semiconductor (.pdf) Внутренняя схема для 1/4 LM339

Эквивалент компаратора
Компаратор с одинарным питанием Эквивалентная схема

Интегральная схема «Компаратор напряжения» эквивалентна Операционный усилитель, например LM358 или LM324, с двумя транзисторами NPN. добавляется к выходу каждого усилителя.(См. приведенную выше схему.) Это Устройство производит выход «Открытый коллектор» для каждого из четырех компараторов. на микросхеме LM339. Каждый выход может потреблять до 20 мА и выдерживать напряжения до 50 вольт.

  Выход включается или выключается в зависимости от относительных напряжений на входы ПЛЮС и МИНУС компаратора, см. правила ниже. Входы довольно чувствителен, и разница всего в несколько милливольт между ними будет привести к включению или выключению выхода.

  Чипы компараторов LM339, LM393 и LM311 могут работать от одного или двойной источник питания до 32 вольт максимум.

 При работе от двойного или разделенного источника питания основные операции микросхемы компаратора не изменились, за исключением того, что для большинства устройств эмиттер выходной транзистор подключен к отрицательной шине питания, а не к цепи общий. Исключением является LM311, у которого есть отдельная клемма эмиттера. который может быть подключен к любому.


Компаратор с двойным питанием Эквивалентная схема

 При работе от двойного или раздельного источника питания входное напряжение может быть выше или ниже общего или нулевого напряжения питания.При необходимости один из входы могут быть подключены к общему, чтобы был обнаружен детектор перехода через нуль. созданный.


Работа компаратора

  На следующем рисунке показаны две простейшие конфигурации напряжения. компараторы. Диаграммы под схемами показывают выходные результаты в графическая форма.

Для этих цепей ОПОРНОЕ напряжение фиксируется на уровне половины напряжения питания, в то время как ВХОДНОЕ напряжение изменяется от нуля до напряжение питания.

  Теоретически ОПОРНОЕ и ВХОДНОЕ напряжения могут находиться где угодно между ноль и напряжение питания, но существуют практические ограничения на фактическое диапазон в зависимости от конкретного используемого устройства.


Основные операции компаратора Вход по сравнению с. Результаты вывода
  1.   Ток БУДЕТ течь через открытый коллектор, когда напряжение на на входе ПЛЮС меньше, чем на входе МИНУС.
  2.   Ток НЕ БУДЕТ течь через открытый коллектор, когда напряжение на входе ПЛЮС выше, чем на входе МИНУС.

Вход Против. Результаты вывода
Входное напряжение смещения

  Компараторы напряжения не являются идеальными устройствами и в некоторых случаях могут страдают от влияния параметра, известного как входное напряжение смещения. Этот Проблема обычно возникает, когда входное напряжение изменяется очень медленно. Вход Напряжение смещения для многих компараторов составляет всего несколько милливольт, и в большинстве схемы можно не учитывать.

  Конечным результатом входного напряжения смещения является то, что выходное транзистор не полностью включается или выключается, когда входное напряжение близко к опорное напряжение.

  На следующей диаграмме делается попытка проиллюстрировать эффект ввода напряжения смещения при медленно меняющемся входном напряжении.Этот эффект усиливается по мере ток выходного транзистора увеличивается, поэтому поддержание высокого значения RL будет помогите уменьшить проблему.


Влияние входного напряжения смещения
Входное напряжение смещения и гистерезис

 Влиянию входного напряжения смещения можно противопоставить добавление гистерезис цепи. Это приводит к изменению опорного напряжения, когда выход компараторов становится высоким или низким.

  Эффект заключается в том, что по мере того, как входное напряжение медленно изменяет напряжение будет быстро меняться в противоположном направлении.Это дает компаратору «быстрое» действие. Дополнительные сведения см. в следующих параграфах.

Объяснение входного гистерезисного напряжения

  Гистерезис – это разница между уровнями входного сигнала, при которой компаратор выключается и включается. Небольшой гистерезис может быть полезен в схеме компаратора, потому что это снижает чувствительность схемы к шуму, и помогает уменьшить количество переходов на выходе при изменении состояния.

  Иногда в дискретной конструкции необходимо добавить внешний резистор между выходом компаратора и положительным входом, создавая слабый петля положительной обратной связи.Когда выход совершает переход, положительный обратная связь слегка изменяет положительный ввод, чтобы усилить вывод изменять.

  Механический аналог этого эффекта можно найти во многих электрических переключатели. Когда вы перемещаете ручку сразу за центральную точку, пружина в переключатель попытается полностью потянуть ручку, гарантируя, что переключатель заканчивается в определенном состоянии ON или OFF.


Входной гистерезис

  На приведенной выше диаграмме показана «петля» гистерезиса, описывающая, как функции сравнения.Горизонтальная ось X является входом и представляет разница двух входных напряжений. Вертикальная ось «Y» представляет выходное состояние компаратора.

  Если компаратор изначально выключен, МИНУС входное напряжение должен становится немного выше входного напряжения PLUS до того, как выход компаратора повернется ‘НА’. Это представлено движением вправо вдоль нижней части петли.

 После включения компаратора входное напряжение MINUS должно упасть. немного ниже входного напряжения PLUS, прежде чем он снова отключится (перемещение влево). по верхней части петли).

  Ширина цикла, очерченного циклом выключения-включения, является входным значением. гистерезисное напряжение.

  Напряжение гистерезиса для большинства компараторов находится в диапазоне милливольт. и обычно влияет только на схемы, где входное напряжение сильно возрастает или падает. медленно или имеет скачки напряжения, известные как «шум».


 При необходимости можно увеличить диапазон напряжения гистерезиса, чтобы помочь при входное напряжение зашумлено, поэтому выход не меняет состояния без необходимости. Схемы FLIP-FLOP, показанные далее на этой странице, используют преувеличенный гистерезис для создания эффекта памяти.


Увеличение диапазона входного гистерезиса
Цепь детектора окна напряжения

  Компараторы с выходами с открытым коллектором, такие как LM339 или LM393. должны быть настроены таким образом, чтобы оба выхода были ВЫСОКИМ, когда напряжение находится в пределах желаемые пределы. Компаратор LM311 может иметь другие выходные схемы, т.к. имеет как открытый коллектор, так и открытый эмиттер на выходном транзисторе.


Оконный компаратор
Схема генератора компаратора

 Компараторы также можно использовать в качестве генераторов, но они не особо хорошо подходит для этого использования.


Генератор, изготовленный из компаратора
Использование ОУ в качестве компаратора

 Если в цепи остались операционные усилители и Нужен компаратор, его можно создать, добавив диод или транзистор к выход усилителей в зависимости от требуемой текущей мощности.


Компаратор на основе операционного усилителя
Базовые схемы компаратора

  На следующих схемах показаны некоторые основные схемы компараторов.Большинство имеют вход фотоэлемента сульфида кадмия, но могут так же легко использовать фототранзистор или сигнал напряжения от другой схемы в качестве входа. То значения сопротивления не являются критическими, но их следует использовать в качестве ориентира. В большинстве компараторных цепях соотношение сопротивлений важнее, чем их фактические значения.


Схемы фотоэлементов
Схема цепей фотоэлементов

 Если необходимо управлять нагрузками с более высоким током, можно добавить PNP-транзистор. к выходу компараторов это позволит нагружать до 300 мА.быть контролируемый.


Схема выхода драйвера реле
Цепи задержки времени

 Кратковременные функции синхронизации, такие как импульсные выходы или временные задержки, могут также могут быть созданы с одной или двумя секциями компаратора.


Схема временной задержки компаратора 1

 Обратите внимание, что вторая секция компаратора в цепи временной задержки использует тот же вход опорного напряжения, что и первый. В большинстве случаев любое число компараторов может иметь один и тот же источник напряжения на одном входе, это может сделать схемы гораздо менее сложные.

  Больше цепей задержки.


Схема задержки таймера компаратора 2
Основные функции памяти

Компараторы могут выполнять базовую функцию памяти с помощью проводки. их как тип «SET / RESET» FLIP / FLOP. Этот тип схемы можно использовать в отключаемые обходные дроссели, чтобы помнить направление поезда, когда контроллер отключен. На следующей диаграмме компаратор запомнит какой переключатель был нажат последним. Если нажать кнопку «SET», светодиод загорится, кнопка «СБРОС» выключит светодиод.Более текущая версия также показано.


Схема компаратора FLIP/FLOP

  Как работает флип-флоп. Очень простое описание.

  1.  При выключенном выходе компаратора напряжение на ПЛЮС вход будет таким же, как напряжение питания. С ПЛЮС входным напряжением выше, чем МИНУС входного напряжения, выход останется выключенным.
  2.   При нажатии кнопки SET напряжение на входе ПЛЮС уменьшится. до нуля, и выход включится.
  3.   При отпускании кнопки SET напряжение на входе ПЛЮС будет подняться до 1/2 напряжения питания, а выход останется включенным, потому что напряжение на входе ПЛЮС остается ниже напряжения на входе МИНУС.
  4.   При нажатии кнопки СБРОС напряжение на МИНУС входе до нуля от нормального уровня 3/4 напряжения питания. Результат будет выключается, так как напряжение на МИНУС входе ниже напряжения на ПЛЮС вход.Когда выход выключится, напряжение на входе ПЛЮС поднимется. до уровня напряжения питания.
  5.   При отпускании кнопки СБРОС напряжение на МИНУС входе увеличится до 3/4 напряжения питания. Входное напряжение PLUS останется выше напряжение на МИНУС входе и выходе останется выключенным.

Выходные транзисторы с открытым коллектором

 Поскольку выходной транзистор компаратора имеет открытый коллектор. напряжения питания и нагрузки не обязательно должны быть одинаковыми.Это означает, что компаратор может использовать источник питания 12 вольт, а нагрузка может быть 24 вольта реле или 5-вольтовая светодиодная цепь.


  На следующих трех диаграммах приведены некоторые примеры двойного напряжения. схемы. В первых двух напряжение на выходе компараторов могло даже полный ток постоянного тока.


Схема двойного выхода напряжения
Схема выхода драйвера реле двойного напряжения
Схема FLIP/FLOP с двойным напряжением
4 Уровень — Детектор напряжения

 Эта схема может последовательно отображать 4 отдельных уровня напряжения.То напряжения определяются номиналами резисторов с R1 по R5, расположенных в простая схема делителя напряжения.


4 Схема детектора уровня
Некоторые другие схемы
Световое реле с 5-секундной задержкой срабатывания

SMX LM393 ДВОЙНОЙ КОМПАРАТОР С НИЗКИМ НАПРЯЖЕНИЕМ СМЕЩЕНИЯ Такой же, как National Semiconductor LM393 производства Semiconix Semiconductor

SMX LM393 ДВОЙНОЙ КОМПАРАТОР С НИЗКИМ НАПРЯЖЕНИЕМ СМЕЩЕНИЯ То же, что и National Semiconductor LM393, BayLinear LM393, Fairchild Semiconductor LM393, Fairchild Semiconductor LM393N, Fairchild Semiconductor LM393AMX, Fairchild Semiconductor LM393AN, Fairchild Semiconductor LM393AM, Fairchild Semiconductor LM393A, Fairchild Semiconductor LM393LM, 3LM3LM Semiconductor LM393MX , Motorola LM393D, Motorola LM393, National Semiconductor LM393AJ, National Semiconductor LM393AJ, National Semiconductor LM393N, National Semiconductor LM393AH, National Semiconductor LM393AH, National Semiconductor LM393MX, National Semiconductor LM393M, National Semiconductor LM393J, National Semiconductor LM393J, National Semiconductor LM393J, National Semiconductor LM393H , National Semiconductor LM393AH, National Semiconductor LM393 MWC, National Semiconductor LM393AJ, National Semiconductor LM393TLX, National Semiconductor LM393TL, National Semiconductor LM393, ON Semiconductor LM393N, ON Semiconductor LM393, ON Semiconductor LM393DMR2, ON Semiconductor LM393D, ON Semiconductor LM393-D, ON Semiconductor LM393DR2, Philips LM393FE, Philips LM393D, Philips LM393, Philips LM393N, Philips LM393AFE, Philips LM393AN, Philips LM393A, SDT Thomson Microelectronics, Thomson LM393, SGS LM39 Thomson Микроэлектроника LM393N, SGS Thomson Microelectronics LM393PT, SGS Thomson Microelectronics LM393D, SGS Thomson Microelectronics LM393, ST Microelectronics LM393ST, ST Microelectronics LM393PT, ST Microelectronics LM393N, ST Microelectronics LM393DT, ST Microelectronics LM393WDT, ST Microelectronics LM393WD, ST Microelectronics LM393W, ST Microelectronics LM393ADT, ST Microelectronics LM393, ST Microelectronics LM393AD, ST Microelectronics LM393D, Texas Instruments LM393ADGKR, Texas Instruments LM393Y, Texas Instruments LM393Y, Texas Instruments LM393Y, Texas Instruments LM393PW, Texas Instruments LM393, Texas Instruments LM393PWLE, Texas Instruments LM393PWR, Texas Instruments, LM393ADs Texas Instruments LM393YD, Texas Instruments LM393YD, Texas Instruments LM393YD, Texas Instruments LM393YPW, Texas Instruments LM393YPW, Texas Instruments LM393YP, Texas Instruments LM393YP, Texas Instruments LM393YP, Texas Instruments LM393YJG, Texas Instruments LM393YJG Instruments, Texas Instruments LM393YLM3,93 LM393YFK, Texas Instruments LM393YFK, Texas Instruments LM393YPW, Texas Instruments LM393ADR, Texas Instruments LM393PSR, Texas Instruments LM393JG, Texas Instruments LM393JG, Texas Instruments LM393JG, Texas Instruments LM393APW, Texas Instruments LM393APW, Texas Instruments LM393APWR, Texas Instruments LM393APWR, Texas Instruments LM393APWR, TexasF Texas Instruments LM393FK, Texas Instruments LM393D, Texas Instruments LM393DGKR, Texas Instruments LM393DR, Texas Instruments LM393APW, Texas Instruments LM393APSR, Texas Instruments LM393AFK, Texas Instruments LM393AFK, Texas Instruments LM393AFK, Texas Instruments LM393PSLE, Texas Instruments LM393A, Texas Instruments s Instruments LM393AJG, Texas Instruments LM393AJG, Texas Instruments LM393AJG, Texas Instruments LM393AP, Texas Instruments LM393APWLE, Texas Instruments LM393P, Unisonic Technologies UTCLM393, Wing Shing Computer Components LM393 производства Semiconix Semiconductor — технология Gold Chip для заведомо хороших кристаллов, флип-чипов, голых производство полупроводников, интегральных схем и интегрированных пассивных компонентов от Semiconix Semiconductor. Технология Goldchip является торговой маркой корпорации Semiconix для хорошо зарекомендовавших себя кристаллов, перевернутых кристаллов, голых кристаллов, литья подложек для дискретных полупроводников, интегральных схем и интегрированных пассивных компонентов, производимых компанией Semiconix. Семиконикс Полупроводник.Золотая металлизация для межсоединений вместо алюминия или меди, для высоконадежных устройств для системных приложений с использованием кремниевых печатных плат, керамических подложек или чипа на плате, собранных с помощью флип-чипа или чипа и провода. BayLinear LM393, Fairchild Semiconductor LM393, Motorola LM393, National Semiconductor LM393, ON Semiconductor LM393, Philips LM393, SGS Thomson Microelectronics LM393, ST Microelectronics LM393, Texas Instruments LM393, Unisonic Technologies UTCLM393, Wing Shing Computer Components LM393 SMX LM393 ДВОЙНОЙ КОМПАРАТОР С НИЗКИМ НАПРЯЖЕНИЕМ СМЕЩЕНИЯ такой же, как National Semiconductor LM393, BayLinear LM393, Fairchild Semiconductor LM393, Fairchild Semiconductor LM393N, Fairchild Semiconductor LM393AMX, Fairchild Semiconductor LM393AN, Fairchild Semiconductor LM393AM, Fairchild Semiconductor LM393A, Fairchild Semiconductor LM393MX, Fairchild Semiconductor LM393M, Motorola LM393N, Motorola LM393D, Motorola LM393, National Semiconductor LM393AJ, National Semiconductor LM393AJ, National Semiconductor LM393N, National Semiconductor LM393AH, National Semiconductor LM393AH, National Semiconductor LM393MX, National Semiconductor LM393M, National Semiconductor LM393J, National Semiconductor LM393J, National Semiconductor LM393J, National Semiconductor LM393H, National Semiconductor LM393AH, National Semiconductor LM393 MWC, National Semiconductor LM393AJ, National Semiconductor LM393TLX, National Semiconductor LM393TL, National Semiconductor LM393, ON Semiconductor LM393N, ON Semiconductor LM393, ON Semiconductor LM393DMR2, ON Semiconductor LM393D, ON Semiconductor LM393-D, ON Полупроводник LM393DR2, Philips LM393FE, Philips LM393D, Philips LM393, Philips LM393N, Philips LM393AFE, Philips LM393AN, Philips LM393A, SGS Thomson Microelectronics LM393, SGS Thomson Microelectronics LM393DT, SGS Thomson Microelectronics LM393N, SGS Thomson Microelectronics LM393PT, SGS Thomson Microelectronics LM393D, SGS Thomson Microelectronics LM393, ST Microelectronics LM393ST, ST Microelectronics LM393PT, ST Microelectronics LM393N, ST Microelectronics LM393DT, ST Microelectronics LM393WDT, ST Microelectronics LM393WD, ST Microelectronics LM393W, ST Microelectronics LM393ADT, ST Microelectronics LM393, ST Microelectronics LM393AD, ST Microelectronics LM393D, Texas Instruments LM393ADGKR, Texas Instruments LM393Y, Texas Instruments LM393Y, Texas Instruments LM393Y, Texas Instruments LM393PW, Texas Instruments LM393, Texas Instruments LM393PWLE, Texas Instruments LM393PWR, Texas Instruments LM393AD, Texas Instruments LM393YD, Texas Instruments LM393YD, Texas Instruments LM393YD, Texas Instruments LM393YPW, Texas Instruments LM393YPW, Texas Instruments LM393YP, Texas Instruments LM393YP, Texas Instruments LM393YP, Texas Instruments LM393YJG, Texas Instruments LM393YJG, Texas Instruments LM393YJG, Texas Instruments LM393YFK, Texas Instruments LM393YFK, Texas Instruments LM393YFK, Texas Instruments LM393YPW, Texas Instruments LM393ADR, Texas Instruments LM393PSR, Texas Instruments LM393JG, Texas Instruments LM393JG, Texas Instruments LM393JG, Texas Instruments LM393APW, Texas Instruments LM393APW, Texas Instruments LM393APWR, Texas Instruments LM393FK, Texas Instruments LM393FK, Texas Instruments LM393FK, Texas Instruments LM393D, Texas Instruments LM393DGKR, Texas Instruments LM393DR, Texas Instruments LM393APW, Texas Instruments LM393APSR, Texas Instruments LM393AFK, Texas Instruments LM393AFK, Texas Instruments LM393AFK, Texas Instruments LM393PSLE, Texas Instruments LM393A, Texas Instruments LM393AJG, Texas Instruments LM393AJG, Texas Instruments LM393AJG, Texas Instruments LM393AP, Texas Instruments LM393APWLE, Texas Instruments LM393P, Unisonic Technologies UTCLM393, Wing Shing Computer Components LM393 производства Semiconix Semiconductor — золото технология чипов для заведомо хороших кристаллов, флип-чипов, голых кристаллов, литья подложек для дискретных полупроводников, интегральных схем и интегрированных пассивные компоненты от Semiconix Semiconductor. Технология Goldchip является торговой маркой Semiconix Corporation для хорошо зарекомендовавших себя кристаллов, флип-чипов, голый штамп, литье пластин для дискретных полупроводников, интегральных схем и интегрированных пассивных компонентов производства Semiconix Полупроводник.Золотая металлизация для межсоединений вместо алюминия или меди, для устройств высокой надежности для системы в корпусе приложения, использующие кремниевые печатные платы, керамические подложки или микросхемы на плате, собранные с помощью перевернутой микросхемы или микросхемы и провода. BayLinear LM393, Fairchild Semiconductor LM393, Motorola LM393, National Semiconductor LM393, ON Semiconductor LM393, Philips LM393, SGS Thomson Microelectronics LM393, ST Microelectronics LM393, Texas Instruments LM393, Unisonic Technologies UTCLM393, Wing Shing Computer Components LM393 РЕГИСТРАЦИЯ-ВХОД ПЕРЕКРЕСТНАЯ ССЫЛКА ПРОДУКТОВ /cgi-bin/stock.pl?part=LM393″>ИНВЕНТАРЬ /cgi-bin/rfq.cgi?site=4&rows=1&item_1=SMXLM393&c_item_1=»>ЗАПРОС ЦЕНЫ smxrootwww. semiconix.com/cgi-bin/order.cgi?site=»>ЗАКАЗАТЬ ОНЛАЙН-САЙТ Полупроводник MAP semiconix — где будущее сегодня — технология золотых чипов SMX LM393 — ТЕХНОЛОГИЯ ЗОЛОТЫХ ЧИПОВ ИЗ ГОЛОВЫХ МАТРИЦ ™ LOW OFFSET НАПРЯЖЕНИЕ ДВОЙНОЙ КОМПАРАТОР ХАРАКТЕРИСТИКИ ПРИМЕНЕНИЕ ДВОЙНОЙ КОМПАРАТОР С НИЗКИМ СМЕЩЕНИЕМ НАПРЯЖЕНИЯ Широкое однополярное питание от 2,0 В до 36 В Двойное питание: от ±1,0 В до ±18 В Очень низкий потребляемый ток питания (0,4 мА), не зависящий от напряжения питания. В форме DIE это устройство является отличным выбором для многих микросхем и провода ГИБРИДНЫЕ ЦЕПИ LM393 LM393 ДВОЙНОЙ КОМПАРАТОР С НИЗКИМ НАПРЯЖЕНИЕМ LM393 Серия SMX LM393 представляет собой двойные независимые прецизионные компараторы напряжения, способные работать с одним или раздельным источником питания.Эти устройства предназначен для обеспечения диапазона синфазного режима до уровня земли при работе с одним источником питания. ВЫСОКАЯ НАДЕЖНОСТЬ НЕОБРАБОТАННАЯ МАТРИЦА И СИСТЕМА В УПАКОВКЕ — КРАТКОЕ ЗАМЕЧАНИЕ ПО ПРИМЕНЕНИЮ COB (Chip on Board) и SiP (System-in-Package) объединяют проверенные зрелые продукты в голых кристаллах смешанных технологии, такие как Si, GaAs, GaN, InP, пассивные компоненты и т. д., которые не могут быть легко реализованы в технологии SOC (System-on-Chip). КОБ и SiP имеют небольшой размер, высокую плотность, более короткое время цикла проектирования, их легче перепроектировать и переделывать, использовать проще и дешевле. Процесс сборки.Для экстремальных применений голая матрица должна выдерживать суровые условия окружающей среды без защиты упаковка. KGD, концепция Known Good Die больше не является удовлетворительной, если матрица не может выдерживать суровые условия окружающей среды и деградирует. Стандартные полупроводниковые устройства, поставляемые многими производителями в чистом кристалле, имеют открытые алюминиевые площадки, которые чрезвычайно чувствительны. к влаге и агрессивным компонентам атмосферы. Компания Semiconix провела реинжиниринг стандартной продукции и теперь предлагает хорошо зарекомендовавшие себя штампы. для применений без кристаллов с золотым соединением и хорошо спроектированными материалами, которые еще больше повышают надежность кристалла. Semiconix также предлагает технологию кремниевых печатных плат со встроенными пассивными компонентами в качестве комплексного высоконадежного SIP-решения для медицинских, военное и космическое применение. См. AN-SMX-001 ПРОЦЕСС ПРОИЗВОДСТВА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ИНТЕГРАЛЬНЫХ СХЕМ Полупроводниковые интегральные схемы производятся с использованием собственных высоконадежных полупроводниковых технологий Semiconix. Все полупроводниковые приборы используют прецизионное легирование с помощью ионной имплантации, пассивации переходов нитрида кремния, силицированных платиновых контактов и золотых межсоединений металлизация для лучшей производительности и надежности.Конденсаторы MNOS, тонкопленочные резисторы из нитрида тантала TaN или Sichrome SiCr легко интегрируется с другими полупроводниковыми устройствами на одном кристалле для получения стандартных и нестандартных комплексных решений. ПРИНЦИПАЛЬНАЯ СХЕМА LM393 National Semiconductor LM393 ДВОЙНОЙ КОМПАРАТОР С НИЗКИМ НАПРЯЖЕНИЕМ СМЕЩЕНИЯ LM393 МАКСИМАЛЬНЫЕ НОМИНАЛЬНЫЕ ПАРАМЕТРЫ СИМВОЛ ЗНАЧЕНИЕ ПАРАМЕТРА ЕДИНИЦЫ Питания Напряжение питания VCC +36 или ±18 В пост. тока Диапазон входного дифференциального напряжения Vdir 32 В пост. тока Диапазон входного синфазного напряжения Vicr От -0,3 до +36 В пост. тока Короткое замыкание на выходе на землю Выходной стоковой ток (Примечание 1) Isc Isink Непрерывный 20 мА Рассеиваемая мощность TA=25 °C Снижение номинальных характеристик при температуре выше 25 °C PD 1/RthJA 570 5.7 мВт мВт/°C Верхний диапазон рабочих температур окружающей среды от -25 до +85 °C Максимальная рабочая температура перехода Tj(max) 125 °C Диапазон температур хранения Tstg ТОЛЬКО от -65 до 150 °C Необходимо использовать надлежащее оборудование и процедуры для работы с пресс-формами. Напряжения, превышающие указанные абсолютные максимальные значения, могут привести к необратимому повреждению устройства. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ LM393 VCC=5,0 В пост. тока, Tlow TA=25°C 50 200 В/мВ Время отклика большого сигнала Vin=TTL Logic Swing, Vref=1,4 В пост. тока VRL=5,0 В пост. тока, RL=5,1 кВт, TA=25°C Время отклика 300 нс (Примечание 5) VRL=5,0 В пост. тока, RL=5,1 кВт, TA=25°C 1,3 мкс Входное дифференциальное напряжение (Примечание 6) Vin≥ GND или V– Питание (если используется) VCC В Выходной стоковой ток Vin≥1,0 В пост. тока, Vin+=0 В пост. тока, VO<1.5 В пост. тока 6 16 мА Выходное напряжение насыщения TLow Этот ток в основном постоянен и не зависит от состояния выхода, поэтому никаких изменений нагрузки не будет. линии ввода. (ПРИМЕЧАНИЕ 4) Входной синфазный сигнал любого входа не должен превышать 0,3 В относительно земли или минуса. поставка. Верхний предел диапазона синфазного сигнала составляет V CC–1,5 В. (ПРИМЕЧАНИЕ 5)5. Время отклика указано с шагом 100 мВ и 5,0 мВ овердрайв. При больших значениях овердрайва можно получить более быстрое время отклика. (ПРИМЕЧАНИЕ 6) Компаратор будет показывать правильный выходной сигнал. состояние, если один из входов становится больше, чем Vrange.Состояние низкого уровня на входе должно быть не менее –0,3 В заземления или минуса питания. ПРЯНОСТЬ МОДЕЛЬ ПЕРЕКРЕСТНЫЕ ССЫЛКИ ДЕТАЛИ ОБЩАЯ ИНФОРМАЦИЯ О МАТРИЦЕ Толщина подложки [мил] Размер матрицы, мил [мм] Склеивающие пластины Металлизация обратной стороны Кремний 10 51,181 x 47,244 ±1 [1,3 x 1,2] 4,724 x 4,724 Задняя сторона кристалла покрыта ЗОЛОТО 0,5 мкм, что делает его совместимым с AuSi или AuGe умирает прикрепить. СХЕМА МАТРИЦЫ LM393 — МЕХАНИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ СХЕМА МАТРИЦЫ LM393 — МЕХАНИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ПОДУШКА № ФУНКЦИЯ X (мил) X (мм) Y(милы) 1 #1 OUT 42.322 1,075 36,322 2 #1 IN- 25,393 0,645 37,972 3 #1 IN+ 9,448 0,24 37,972 4 GND 3,937 0,1 21,062 5 #2 IN+ 9,448 0,24 3.937 6 #2 IN- 25.393 0.645 3.937 7 #2 OUT 42.322 1.075 5.905 8 VCC 42.322 1.075 20.866 ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЙ ПРОЦЕСС СБОРКИ — КОРОТКОЕ ПРИМЕНЕНИЕ ПРИМЕЧАНИЕ Стандартные компоненты полупроводниковой головки Semiconix предназначены для термозвуковой сварки GOLD-проводов и крепления эвтектической матрицы AuSi. Для AuSn или AuGe Процесс прикрепления штампа, Ti/Pt/Au или Ti/Pd/Au рекомендуются для металлизации задней стороны. Для крепления матрицы с помощью мягкого припоя металлизация задней стороны может быть любой из Ti/Ni/Au, Ti/Pt/Au, Ti/Pd/Au.Для крепления эпоксидной смолы с серебряным наполнителем можно использовать AuSi, а также Ti/Ni/Au, Ti/Pt/Au, Ti/Pd/Au. использовал. Как правило, после присоединения кристалла перед склеиванием проводов рекомендуется провести очистку кислородной радиочастотной плазмой. ВАЖНАЯ ЗАМЕТКА: Алюминиевый провод не следует использовать с золотыми контактными площадками из-за потенциальной проблемы с надежностью, известной как пурпурная чума. То же самое относится и к алюминию контактные площадки с золотой проволокой! При переходе от припоя SnPb к бессвинцовой и соответствующей требованиям RoHS упаковке и сборке процессы оплавления температура повысилась в некоторых случаях со 180°C до 220°C.Это может вызвать увеличение скорости образования золотого алюминия. интерметаллические соединения, которые являются хрупкими и способствуют повышенному контактному сопротивлению и/или разрушению связи. См. примечание по применению АН-СМХ-000. LM393 СТАНДАРТНЫЕ ПРОДУКТЫ ПРЕЙСКУРАНТ USM АРТИКУЛ № МИНИМАЛЬНОЕ КОЛИЧЕСТВО ДЛЯ ЗАКАЗА Вафельные упаковки U/P($) USMLM393 100 шт. — WP $3,20 Проданные товары для космических, военных или медицинских применений оценка элементов и/или квалификация уровня K или S зависят от уровней минимального заказа, которые должны быть устанавливается в каждом конкретном случае. Для любых специальных применений, квалификационных требований KGD уровня штампа, различной упаковки или на заказ конфигурации, свяжитесь с отделом продаж. /cgi-bin/rfq.cgi» method=»post» target=»new»> МГНОВЕННАЯ ЦЕНА Semiconix P/N Количество Электронная почта ОТКАЗ ОТ ОТВЕТСТВЕННОСТИ. Компания SEMICONIX приложила все усилия, чтобы эта информация была максимально точной. При этом никакой ответственности не берет на себя SEMICONIX за его использование, а также за любые нарушения прав третьих лиц, которые могут возникнуть в результате его использования. SEMICONIX оставляет за собой право пересматривать содержимое или изменять линейку продуктов без предварительного уведомления.Продукция SEMICONIX не разрешена и не должна использоваться в системы поддержки, которые предназначены для хирургических имплантов в тело, для поддержки или поддержания жизни, в самолетах, космическом оборудовании, применения подводных лодок или ядерных установок без специального письменного согласия. ГЛАВНАЯ ДЕРЕВО ПРОДУКЦИИ ПАКЕТЫ /cgi-bin/getpdf. pl?part=SMXLM393&idx=11″>ПОИСК ПО ВЕРСИИ PDF SEMICONIX SEMICONDUCTOR www.semiconix-semiconductor.com Тел:(408)986-8026 Факс:(408)986-8027 SEMICONIX SEMICONDUCTOR Последнее обновление: Настройки отображения для лучшего просмотра: Текущие настройки отображения: Страница просмотров: Разрешение экрана: 1124×864 Разрешение экрана: Всего посещений сайта: Качество цвета: 16 бит Качество цвета: бит © 1990-SEMICONIX ПОЛУПРОВОДНИК Все права защищены.Никакие материалы с этого сайта не могут быть использованы или воспроизведены без разрешения. Действительный XHTML 1.0 Transitional от http://validator.w3.org

Детектор утечки сжиженного нефтяного газа | Детектор утечек

Схема детектора утечки сжиженного нефтяного газа легко доступна на рынке, но она очень дорогая и обычно основана на микроконтроллере (MCU). Здесь представлена ​​недорогая схема детектора сжиженного нефтяного газа, которую вы можете легко собрать.

Основной задачей схемы является обнаружение утечки сжиженного газа в любом месте. На рис. 1 показан авторский прототип.

Рис. 1: Авторский прототипРис. 2: Принципиальная схема детектора сжиженного нефтяного газа

Схема и работа детектора утечки сжиженного нефтяного газа

Принципиальная схема недорогого детектора СУГ представлена ​​на рис. 2. Он построен на базе понижающего трансформатора Х1, двух выпрямительных диодов 1N4007 (D1 и D2), конденсатора 1000 мкФ (С1), стабилизатора напряжения 7805 (IC1) , датчик газа MQ-6 LPG (GS1), двойной компаратор LM393 (IC2), транзистор Дарлингтона TIP122 (T2), сирена/зуммер с высоким коэффициентом усиления 12 В (PZ1) и несколько других компонентов.

Питание от сети понижается трансформатором X1, выпрямляется двухполупериодным выпрямителем, состоящим из диодов D1 и D2, фильтруется конденсатором C1 и подается на регулятор 7805 (IC1) для поддержания постоянного напряжения на выходе 5 В постоянного тока, которое подается на схему.

В основе схемы двойной компаратор IC LM393 (IC2). Он используется для сравнения двух разных напряжений, а именно опорного напряжения и выходного напряжения газового датчика MQ-6.

Опорное напряжение на неинвертирующем выводе 3 микросхемы IC2 устанавливается с помощью потенциометра VR1 для регулировки уровней напряжения в соответствии с требованиями чувствительности.Выходное напряжение датчика газа (MQ-6) подается на инвертирующий вывод 2 микросхемы IC2.

Если опорное напряжение (вывод 3 IC2) меньше напряжения датчика (вывод 2 IC2), выход становится низким, что означает отсутствие утечки газа. При низком выходе Т1 остается отключенным и через зуммер не протекает ток; он не звучит и остается в беззвучном режиме.

Если опорное напряжение больше напряжения датчика, выход становится высоким, что означает утечку газа. Высокий уровень выхода включает транзистор T1, и громко звучит зуммер, чтобы предупредить окружающих.

С помощью этой схемы очень легко обнаружить утечку газа, в которой используются недорогие компоненты и интерактивный способ регулировки различных уровней чувствительности в зависимости от потребностей клиента с помощью потенциометра VR1.

Строительство и испытания

Схема печатной платы детектора утечки сжиженного нефтяного газа показана на рис. 3, а схема расположения компонентов — на рис. 4.

Рис. 3: Схема печатной платы детектора LPGРис. 4: Схема компонентов печатной платы

Загрузить PDF-файлы печатной платы и схемы компонентов: нажмите здесь

После сборки схемы на печатной плате поместите ее в коробку с отверстием для входа газа.Поместите устройство рядом с баллоном со сжиженным газом или газовой плитой на расстоянии одного метра. Измените предустановку VR1, чтобы отрегулировать чувствительность датчика.

Перед использованием схемы убедитесь, что напряжения соответствуют таблице контрольных точек. Теперь распылите газ из баллона (как показано на левой стороне авторского прототипа) в сторону газового датчика MQ-6 и измерьте напряжение на TP3; оно должно быть высоким.

Если у вас нет баллона с газом, поместите детектор утечки сжиженного нефтяного газа рядом с горелкой газовой плиты и включите его на несколько секунд, не зажигая.

Author:

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован.